您好!
我们有栅极充电时间(开关损耗)问题



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e2e.ti.com/.../1768_2E00_.0SUPPORT_5F00_CAPTURES-MAIN-Parallel-2R.rar
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e2e.ti.com/.../3718.SUPPORT_5F00_CAPTURES-_2300_2-SINGLE_5F00_MOSFET_5F00_0RGATE.rar
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e2e.ti.com/.../1325.SUPPORT_5F00_CAPTURES-_2300_2-SINGLE-MOSFET-CONFIG-_5F00_2RGATE.rar
电流 MOSFET 为:
NTMFS008N12MCT1G、 33 nC
我们要测试的下一个 MOSFET
FDMS86183 14nC
使用10R 和2个并联 MOSFET 时、栅极波形要好得多、反射可能是原因
e2e.ti.com/.../2664_2E00_.3SUPPORT_5F00_CAPTURES-_2300_2-DUAL-MOSFET-CONFIG-_5F00_10RGATE.rar
之前

现在

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在我看来、VCC 稳压器不够强大、但可以发挥作用
是否有任何想法要使转换速度更快并减少开关松动?
VCC 电容器和升压电容器的尺寸是否合适?
如果没有您的反馈、我无法继续
斯特凡谢谢你
我同意您关于门信号螺母长度的看法、我将使用受控阻抗和参考平面制造4层、并降低环路控制
您是否具有目标电感、电容或阻抗值?
1.是否可以将外部 VCC (11V)和二极管放在11V 电源和 VDD 之间?
2.如果这不起作用,我可以放置外部闸极驱动器吗?
3.您能检查一下 VBST 的值吗?, 根据数据表,对于33nC 220nF 是足够的
4.我应该将 HS 并联肖特基用于死区时间损耗
我想通过这种单相设计提供72V 12A (864W)电流
伊格纳西奥、您好!
在我看来、一相进行900W 设计是不可能的-至少在没有主动冷却的情况下是不可能的。
因此、请计算 MOSFET 内需要处理的损耗以及预期的冷却和温度升高量。
更好地回答您的问题:
1:VCC 额定电压为15V 最大值-因此11V 允许从外部提供
3:220nF 应该可以
4:放置并联肖特基二极管时、还需要考虑它们的反向恢复电荷。 因此、要查明您需要对损耗进行数学计算。
您是否了解 功率级设计器设计工具| TI.com
这可以为您提供很多帮助、
此致、
斯特凡
伊格纳西奥、您好!
SMPS 设计的一个常见规则是、使用 同步升压、每相可实现150 - 300W 的功率。
如果更高、您应计算损耗并检查 PCB 的热性能。
这或许有用:
https://www.ti.com/seclit/wp/slup324/slup324.pdf
我还查看了我们的参考设计、但找不到与您的规格非常接近的参考设计。
但这里有一个也具有600W 输出功率的示例:
此致、
斯特凡