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器件型号：UCC28064A 主题中讨论的其他器件：UCC28070、 UCC3817、
大家好！
我是这个论坛和社区的新手,所以首先要感谢你提供的帮助有关以下主题! 请原谅我的英语,因为它不是我的母语。
以下是你们所有人的背景信息、我会尽量全面、而不会淹没你们的信息：
设计具有有源功率因数补偿、能够为390V 输出电压提供300W 标称功率的交错升压功率级=>需要适应400Hz/115Vrms 单相线路网络。
e2e.ti.com/.../UCC28064AEVM.pdf
UCC28064AEVM 很适合用于该目的、对吗？ 并不是电路板真正以400Hz 的频率运行、但它需要在宽变频范围(即350Hz-800Hz)满足 DO-160G 要求。
因此、我使用功率瓦特表(采用单相交流+直流接线的 PM3000A)进行了测量、以可视化功率因数和总电流谐波失真。
测量是从 H1 (基频)至 H9进行的。
- 基于带宽内基频的三次谐波必须遵循以下要求=> H3不得超过基波射线振幅的5%/在标称功率(即300W)下、H9不得超过 H1的~1.67%。
- 超前相位校正的功率因数不应低于96.8%
- THDi 不得增加10%@标称功率
我已经对 UCC28064AEVM 电路板的香草配置进行了一些更改、如下所示：
- 来自耦合升压电感器的开关噪声将与整流线路电流和线路电流 (由于大家清楚地看到了"平均"电感器电流上常见的锯齿波形、因此我决定100µH 在现有的100nF 薄膜电容器上增加一个额定电压为@3Adc 的差模电感器和一个470nF 的陶瓷电容器)。 这有一定的诀窍、但我知道这会通过添加过多的相位超前来影响功率因数。 尝试使用 π 型滤波器结构、但没有成功、这可能是由于电容器和 Graetz 桥的阻抗(尽管您可能认为两者之间至少有一点迹线电感)使情况变得更糟。
- 我注意到 Vinac (来自整流线路波形的接近零交叉感应)引脚可以感应到尽可能接近 Graetz 桥输出的交流线路电压、但这意味着我需要在 LC 滤波器之后重定向该感应、 这是我所做的、它运行正常。
- 请注意、升压电感器的额定值均为@μ 340µH V/尽管数据表指定您应使用连接至 Vinac 引脚的二极管偏移电路来获取低于250µH 的电感值。 在转换模式下整流电流设置为接近零时、FET 的脉冲跳跃会导致输入电流上出现纹波的时间和距离。 因此、我仍然决定我会添加一个连接到 Vinac 分压器的3二极管(BAS316 SOD323)钳位电路、以便在 Vinac 引脚阈值中引入人工增益、这意味着它会强制功率级 FET 在该时间窗口内保持开关。
- 我在115Vrms 和90Vrms 的条件下测量了这些参数、功率因数和总谐波失真均较好@90Vrms、但效率降低(92%对94%)。 H3和 H9要好得多(请参阅下面针对115Vrms 和90Vrms 以上更改的附件)
e2e.ti.com/.../Dataset400HzPFC.xlsx - 我试图通过调整 PhB 引脚分立式参数来改变线路电压范围=> R28断开连接、R17替换为0r 电阻/ R29 => 82k 和 R27 => 200k (请参阅上面的应用手册原理图)。 唉,它没有真正改善显示在 xlsx 文件中的结果。
为了实用化、我更改了 Vinac 引脚和 Vref 引脚上的输入、向整流电桥输出添加了 LC 滤波器、并且还更改了 PHB 引脚参数。 @修改 Tset 电阻器除了太低会导致功率级轻负载出现脉冲跳跃外没有任何效果。
我正在竭力努力改善 H9、以便在200W 到300W 的范围内、它保持在 H1的1.67%以下。 如果任何人能提供一点见解,我可以如何做这从我应用的变化,我会非常感激,我热衷于学习新的东西!
谢谢大家、如果需要、请不要犹豫、再次咨询。
