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基于DC/DC稳压器的大功率LED恒流驱动设计
当前全球能源紧缺日益加剧，制约着经济的发展，节能成为人类面临的重要课题。在照明领域，被称为第4 代照明光源或绿色光源的LED 照明产品以节能、环保、寿命长、体积小、坚固耐用等特点吸引着世人的目光。
由于LED 的伏安特性呈现非线性且伏安特性具有负温度系数的特点，以及生产工艺和生产水平的差异，不同生产厂家生产的同样功率等级的大功率LED 伏安特性存在差异，即使是同一厂家生产的同一批次的LED，个体间的正向压降也存在一定差异等原因，为了减少LED 的光衰，延长LED 的使用寿命，LED 的驱动电源采用低压直流恒流电源。目前，安森美、TI 等世界知名半导体器件公司均推出了适合LED 驱动的DC/DC 专用恒流控制集成电路， 如NCP3066、TPS40211DG 等，该类集成电路具有较高的转换效率，但该类集成电路价格相对较高，市面上不易购买。针对该问题，本文阐述了基于市面常用的DC/DC 开关稳压器的恒流稳压电源的通用设计方法，并给出相关设计实例以及相关测试数据。
1 基于DC/DC 稳压器的恒流稳压电源设计
DC/DC 开关稳压器自问世以来，广泛应用于各种电子设备中，用作恒压源，当负载电流在额定范围内变化时，其输出电压保持不变。DC/DC 开关稳压器的原理框图如图1 所示。
图1 DC/DC 开关稳压器原理框图
DC/DC 开关稳压器输出电压：
其中Vref为DC/DC 开关稳压器内部自带的基准电压或者用户外接的基准电压，R1、R2构成输出电压采样电路，用于设置输出电压的大小。当输出电压Vout因负载变化而变化时， 反馈电压Vf也随着变化，DC/DC 稳压器内部的控制电路根据反馈电压Vf（采样电压）与Vref差值的大小来适当调整功率变换电路的控制参数（如PWM 的占空比等），使输出电压稳定在一个固定的值，达到稳压的目的。
恒流源和恒压源在电路上的差别反应在两者的采样电路采集的对象不一样。恒压源为了保持输出电压的恒定，需要实时对输出电压跟踪、控制，在负载变化的情况下使输出电压不随负载的变化而变化，而恒流源是指在负载变化的情况下，稳压器能根据负载的变化相应调整输出电压，保持输出电流不变， 恒流源采样电路采集的是输出的电流信号，但实际上采集的是经过I/V 转换后反应电流大小的电压信号，因此，把输出的电流信号转换成电压信号，输入到DC/DC 开关稳压器的反馈引脚， 就能实现恒压源到恒流源的转变，如图2所示。
图2 DC/DC 开关恒流源原理框图
DC/DC 开关恒流驱动基于可调输出的DC/DC 开关稳压器设计，即输出电压采样电路外置的DC/DC 开关稳压器设计的，而固定输出的开关稳压器是不能设计成恒流源的。无论是功率管集成的还是外置的可调输出的DC/DC 开关稳压器，均可设计成恒流源。实质上，固定电压输出的DC/DC 开关稳压器是其内部集成了电压采样电路， 对外没有设置反馈引脚，电流反馈信号无法引入误差放大电路，从而不能设计成恒流源。
在图2中，恒流源输出电流值：
由于Vref为定值，改变Rs即可改变输出电流值。恒流原理用式（1）、（2）来说明。
从式（1）、（2）看出，采样电阻RS 将电流的变化转化为电压的变化，DC/DC 开关稳压器根据变化的量， 通过调整相关控制参数，调节其输出电压，从而达到恒流的目的。
2 改进方案
DC/DC 开关稳压器内部集成的常见的基准电压有1.23 V、1.25 V、2.5 V 和5 V 等，若按图2 所示，设计成恒流源给工作电流为350 mA 的单颗1 W 的白光LED 供电时，以准电压为Vref=1.23 V 为例，采样电阻上的损耗为1.23×0.35=0.430 5 W，忽略DC/DC 变换器及其他损耗， 电源的最高效率为：
若为工作电流为700 mA 的单颗3 W 的白光LED 供电时，采样电阻上的损耗则更大。为了降低功耗，提高效率，应该尽量选用小阻值采样电阻，但采用小阻值的采样电阻后，图2 中的反馈电压Vref变小，输出电流不能达到理想值，为了满足需求，提高电路对输出电流变化进行控制的灵敏度，提高恒流精度，需要增加放大电路对采样信号放大，如图3 所示。
图3 改进的DC/DC 开关恒流源原理框图
当电路进入恒流工作状态时，输出电流Iout满足式（3）：
一般来说，运算放大器的增益都能做到很大，这样电路中就可以采用很小的采样电阻，从而达到降低损耗、提高效率的目的。假设采样电阻采用0.1 Ω， 同样为工作电流为350 mA 的单颗1 W 的白光LED 供电时，在采样电阻上的损耗为0.012 25 W.一般来说，通用的运算放大器的工作电流和最大工作电压分别在1 mA 和30 V 左右，加上运算放大器及其附属电路的损耗，增加的电路的总损耗大约0.05 W 左右，忽略DC/DC 变换器及其他损耗，效率最高可达：
效率明显提高。
将式（3）变换得出：
由式（4）可以看出，合理设置电阻Rf、R1和Rs的值，即可获得所需的输出电流值，并能获得理想的效率。
3 设计实例
目前，在市面上可以找到很多价格低廉、性能优良的可调输出的DC/DC 单片集成开关稳压器或者控制器， 如LM2577 -ADJ、LM2596 -ADJ、LT1086 -ADJ、TL494、MC34063等，LM2596-ADJ 是LM2596 中可调输出电压的电源管理单片集成电路， 内部集成固定频率发生电路以及频率补偿电路，最大输出电流可达3 A，具有功耗小（待机电流仅80 μA）、效率高、过热保护和限流保护功能、很好的线性和负载调节、外围电路简单等特性。图4 所示是基于LM2596-ADJ 的LED开关恒流稳压电源。
图4 基于LM2596-ADJ 的LED 开关恒流稳压电源
该电路中， 含有电压控制环路和电流控制环路两个环路。电压控制环路由运算放大器U2A、R1、R5组成，用于控制电源的最大输出电压，其输出电压Vout由式（5）表示。
式（5）中， Vref=1.23 V，VD=0.4 V.由式（5）可以看出，改变R1和R5的参数就能改变最大输出电压的值。在LED 驱动电路的实际应用中，Vout应高于实际的负载电压，并且负载电压VLoad应满足式（6） ，电源才能自动工作于恒流模式。
电流控制环由运算放大器U2B、R7、R3、C2、R6、R2、C5组成。电源的输出电流Iout由式（7）表示。
由式（7）看出，改变R2、R6或者R7的值，即可改变输出电流的值。当输出电流较大时，R7可以采用阻值更小的电阻，以降低功耗。
Q1、R4、C6、ZD1 构成运算放大器的供电稳压电路，保证给运算放大器的供电电压不超过其最大允许工作电压。
D6、D7 组成电压反馈环路和电流反馈回路自动切换控制电路。当电源工作在恒压模式时，由于负载电流小，U2B 的输出电压V2小于U2A 的输出电压V1， 此时D6 导通，D7 截止， U2B 的输出不影响U2A 的输出；当负载电流增大到设定值时，U2B 的输出电压V2大于U2A 的输出电压V1， 此时电源自动切换到恒流模式，D7 导通，D6 截止， U2A 的输出不影响U2B 的输出。2 个控制环路中，同时只有一个控制环路起主导控制作用。当电压控制环路起主导作用时，输出电压不随负载电流的变化而变换，保持恒定值，相当于恒压源；当电源输出电流增大，达到设定值时，电源自动转入恒流模式，电流控制环路起主导作用， 输出电压随负载的变化而变换，输出电流值保持恒定，相当于恒流源。
表1和表2 是基于LM2596-ADJ 的LED 开关恒流稳压电源的相关实测数据，表1 中的理想效率是按照式（8），且在开关频率为150 kHz、开关时间Ts为0.3 μs 的条件下计算而得：
表1 效率测试数据
表2 恒流精度测试数据
式（8）为最理想的开关损耗情况下，Buck 调整器的效率计算公式，式中，Vdc为电源的输入电压。
从表1 的测试数据来看， 实测效率与理想效率接近，且超过了87%，接近88%.这主要是因为实现恒压源到恒流源转变所增加的小阻值采样电阻以及低功耗的运算放大器等附加电路，并没有明显增加电源的总损耗。
从表2 的数据来看，电源的恒流误差小于1%，具有相当高的恒流精度。这是因为负载上电流的很小变化，经过运算放大器放大后，都能被控制电路感知，从而使输出电流保持在一个稳定的值。
根据式（7），输出电流：
但由于电路中的二极管D7 处于微导通状态，导致电源的实际输出电流值与计算值存在一定偏差， 但误差很小，可以通过修改反馈电阻的值，获得理想的电流值。
4 结束语
基于LM2596-ADJ 的LED 开关恒流稳压电源已经投入实际使用，且长期工作稳定可靠，该电路的成功设计，说明了利用市面常用DC/DC 稳压器设计成高效的LED 恒流驱动的方法的可行性，且取材广泛，成本低。从实验数据可以看出，电路具有恒流精度高、效率高。该电源电路不仅可用于大功率LED 驱动，还可用于电池充电等。
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JAMES ALIBERTI 说：一个 PFC 级即反向恒流降压稳压器和一个下行 DC/DC 变压器电路就可以高于 90% 的效率驱动 LED。 诸如路灯、体育场照明的高顶棚灯等一些高功率 LED 照明应用之所以青睐多串架构是有多方面原因的，其中主要包括：易于设计性、灵活性和安全性因素。主要的工程难题就是效率、长使用寿命以及均匀的光输出等。长使用寿命和较高的效率在 LED 照明系统的整体价值定位中起到了关键的作用，因为要想降低维护费用的发生，这些都是必须的。 多串架构最常见的方法是购置一款具有功率因数校正 (PFC) 功能前端的现成电源，该前端具有一个隔离式恒流 DC 输出电压且该输出电压馈至每个 LED 串的稳压器。为了最大化效率，首选的方法是使用降压转换器和一个具有最高可能 DC 输出（该输出仍位于 II 类或 60VDC SELV 最高电压电平范围内）的电源。就此方法而言，我建议使用一个 36V 或 48V DC 输出，因为这两个输出均为电信应用中通常使用的现成普通电源。
多个降压转换器方法多个降压转换器方法具有一些优势，即简易性和加速产品上市的优势。但是这种方法可能会很昂贵，尤其随着 LED 串数量的增加，这种方法就需要更多的降压转换器。一个简单的降压稳压器电路通常由一个脉宽调制 (PWM) 控制器、电感、MOSFET、二极管以及一些电阻和电容组成。如果需要更高的效率，那么您就可以用一个 MOSFET 来代替续流二极管并使用一个可以实现同步降压运行的 PWM 控制器。 一个替代方案是使用基于德州仪器 (TI) SimpLEDrive 技术的多变压器方法，如图 2 所示。该方法使用了一个由 PFC 部分、反向恒流降压稳压器和下行 DC/DC 变压器电路组成的三级方法。该方法提供了高于 90% 的效率和可以产生最高质量最均匀亮度输出的高级串电流稳压。其还可以通过添加单个串消弧电路（该电路由无源可控硅整流器 (SCR) 组成）为更高可靠性提供冗余。在单个 LED 开路的情况下，消弧电路高效地短路故障串，但仍对剩下的串保持良好的电流调节。这些特性和更低的总体系统成本以及模块性使得多变压器方法成为一个曲型的 LED 照明电源解决方案。
在使用多变压器方法时，要注意该方法为一种电气隔离设计，其二次侧输出电压可设计在 UL II 类或 SELV 电平范围内，即 60VDC 或 42VAC。由于输出电压介于该范围，因此其可以大简化照明结构设计，从而避免了反复的安全机构的批准流程。该特性增加了相同电源满足其他照明应用不同结构设计的灵活性。 就运行情况而言，多变压器方法拥有高于 1% 的更好串电流匹配。它具有可获得高效率的谐振运行，并且随着串数量的增加其性价比也会更高。 三级方法的内部原理PFC 电路的输出为一个升压的 DC 电压，该电压设置在输入线电压峰值以上 10-20% 左右。PFC 输出被馈至下一个级，该级是一个配置用来产生恒流输出的反向降压稳压器。反向降压就是一次侧恒流控制环路被关闭的地方。该降压的电流输出被下行馈至 DC/DC 变压器电路，该电路由一个半桥接控制器、两个 MOSFET、电容 C1 和 C2 以及一些变压器组成。 之后，该电流经过半桥接 MOSFET 开关，到达串联变压器的一次侧。电容 C1 和 C2 具有诸多功能，其中包括半桥接分压器功能、谐振电路组件功能以及 DC 阻断电容功能，其可避免变压器饱和。 谐振运行允许 MOSFET 以零电压转换 (ZVS) 运行。这就大大降低了开关损耗并提供了以更高频率运行的选项，以缩小无源组件的尺寸并最大化电源效率。 DC/DC 级将 DC 电流转换成 AC 电流，并整流流经所有串联变压器一次侧的交流电流。该方法提供了更大的灵活性，因为其允许将更多的变压器串联以支持更多的 LED 串。 要想计算变压器匝比，我们需要串的总数量以及 LED 串正向电压的一个很好的近似值。这些假设均基于每个串都具有相同数量的 LED。 设计旨在实现最高效率在电源设计中，实现最高效率的最佳实践是尽可能地少处理一些功率。为了实现这一目标，我们需要最小化输出-输入电压比，即输出电压应尽可能地接近输入电压。由于大多数高功耗照明应用都需要 PFC，因此出于简单的目的，我们只将其看作是一个功能模块并向其输出分配一个典型值，并且知道其会根据诸多因素而发生变化。 大多数有源 PFC 电路均可作为一个升压转换器使用，因此 PFC 输出电压必须 要高于最高 AC 线压的峰值。就 85-265VAC 的一般输入范围电源而言，其约为 375V 的峰值电压。由于容差和纹波，我们添加了动态范围上限 (headroom)，因此 400V 是一个典型的设定值。 源自 PFC 部分的 400V 电压被馈至下行反向降压转换器的输入端。由于反向降压需要保持稳压，如果 PFC 输出与所说的 AC 线路纹波不同（该纹波通常出现在有源 PFC 电源设计中），我们就需要确定 PFC 电压的最低输出电压。 如果我们假设 40V 的典型纹波容量（所有的纹波容量都用 LED 负载和大型存储电容标出），那么 400V 减去 40V 就得出反向降压的最低输入电压为 360V。 反向降压也需要设计一些有一定规定的工作合规电压输出。因此在这种情况下，我们将使用 80V，从而得到 280V 的输出。 10-LED 串示例既然我们已经固定了我们的工作边界，那么就让我们来看看阐述了如何计算反向降压的恒流设定值以及如何确定变压器匝比的一个设计实例吧。 在该示例中，我们使用了两个变压器以 1A 的电流驱动 4 个LED 串，每个串由 10 个高功率 LED 组成。我们将假设每个 LED 的正向电压 (Vf) 为 3.5V，即总的串电压为 35V。 反向降压稳压器的 280V 输出现在就成为 DC/DC 变压器电路的输入。就就是说，施加于串联一次侧的电压为 280V 电容分压器（由C1 和 C2 组成）电压的一半，即总串联一次侧变压器装置两端的电压为 140V。每个变压器的一次侧电压 (Vp) 为桥接电压 (140V) 除以变压器的数量 (2)，即 Vp=70V。 现在计算变压器匝比就变得简单了，如方程式 1 所示：
计算设定值要想计算反向降压的电流输出设定值，只要看一下整个 LED 串的总输出功率并返回到电流控制环路关闭的反向降压级就可以了。以 1A 电流驱动 4 个 10-LED 的串，相当于 140W 的总输出功率。如果将反向降压稳压器的输出电压设置为 280V，则电流输出应为大约 500mA。由于降压稳压器下行将会发生更多的损耗，因此需要对反向降压稳压器进行微调。 方程式 2 计算了降压稳压器的电流设定值 (Iset)。
本练习说明了利用多变压器进行设计的简单易懂程度。通过简单的调整，您就可以满足各 LED 电流或不同 LED 串数量的要求。该模块化解决方案通过很少的重新设计就可满足许多照明应用的要求。 JAMES (JIM) ALIBERTI 现任 TI 电源控制产品市场营销工程师，主要负责 LED 解决方案的技术营销。
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http://www.ednchina.com/ART_48055_28_0_NP_94685449.HTM
基于TI UCC28060（PR735）T600W 交错式双相转移模式 PFC 转换器
1 引言
PR735 是一款交错式双相转移模式 PFC 转换器，其在电流高达 1.5A 的 85VRMS～265VRMS 交流输入电源下工作时，可提供 400V 的固定输出。该参考设计需要一个 100mA、15V 的额外偏置电压来为 UCC28060 器件供电。PR735 设计旨在通过展示典型离线高功耗应用中 UCC28060 的性能来突出说明 UCC28060 的特性。UCC28060 包含了诸如 Natural Interleaving™ 的创新性特性，并且可以用于多种应用，详情请参见下面的 2.1 章节。
2 描述
PR735 由两块电路板组成：一块是含有磁性元件、晶体管以及其他高功率组件的电源电路板；另一块是由 UCC28060 集成电路以及各种组件和滤波电路组成的控制器电路板。该控制器电路板通过一个排针 (header) 与电源电路板相连接，当 PFC 输出处于稳压状态时，控制器电路板上的 J1.A 状态 LED 就会发光指示。如欲了解有关器件运行的更多详情，请参见 UCC28060 产品说明书。
警告
由于该电路上有高压，非经验丰富的电源专业人士切勿进行该设计工作。
2.1 应用范围：
LCD、等离子以及 DLP 电视
计算机电源
入门级服务器
2.2 特性：
85VRMS～265VRMS 输入电压范围
400V 固定输出
1.5A 直流恒定状态输出电流
采用了 TI Natural Interleaving™ 专利技术
相位管理功能提高了轻负载时的效率
掉电保护功能
3 PR735 规范
3.1 电气特性
表 1 PR735 的电气与性能规范
| 参数 | 最小值 | 标准值 | 最大值 | 单位 |
| 输入电压（交流线路） | 85 | 265 | VRMS | |
| 线路频率 | 47 | 63 | Hz | |
| 输出电压 | 400 | V | ||
| 输出电流 | 0 | 1.5 | A | |
| 满负载效率 | 92% | |||
| 最大负载时的功率因数 | 0.99 | |||
| 控制器电路板的偏置电压 | 14 | 21 | V | |
| 控制器电路板的电流 | 100 | mA | ||
| 输出功率 | 0 | 600 | W |
3.2 散热要求
该参考设计可在环境温度为 25℃ 下工作，功率高达 600W，而无需外部制冷。用户应确保所有的高功率组件（MOSFET、整流器等）散热正常以免温度过高。为了降低高输出功率级别时组件的热应力可以使用外部制冷。
4 原理图
下页的原理图说明了 PR735 的参考设计。为了清楚起见，分别在单独的页面上对功率级和控制器电路进行了说明。
4.1 功率级电路
图1 PR735 功率级
注：仅供参考。如欲了解具体的值，请参见表 2 材料清单。测试点仅限于评估，并非是转换器运行所必须的。
4.2 控制器电路
图2 PR735 控制器电路
注：仅供参考。如欲了解具体的值，请参见表 3 材料清单。
5 PR735 典型的性能数据
图 3 到图 5 显示了PR735 的典型性能数据。由于实际性能数据会受到测量技术和环境变化的影响，因此这些曲线仅供参考，并且可能与实地测量值会有所不同。
5.1 效率
下图说明了 PR735 在低线压和高线压条件下整个输出功率范围内的效率。
图 3 在 85VRMS 和 265VRMS 时的效率
5.2 230 VRMS 输入时的电流谐波
PR735 含有非常符合 EN61000 标准的极低的电流谐波含量。大多数谐波含量都被包含在可导致低 THD 的基本谐波中。下图举例说明了 PR735 的电流谐波以及 EN61000 标准，以进行比较。
图 4 230 VRMS 输入时的PR735 谐波
5.3 最大负载时的输出电压纹波
从下图可以看出输出电压纹波大约为 10V（峰至峰）。
图 5 PR735 输出电压纹波（5V/DIV、交流耦合）
5.4 输入纹波电流消除
下图举例说明了PR735 转换器在各个线路周期不同输入电压时的输入纹波消除情况。M4 振荡器信号为输入电流，其为两个电感电流的相加值。
图 6 85VRMS（线路电压峰值）输入电压时 PR735 的电感和输入纹波电流
图 7 85VRMS（线路电压峰值的一半）输入电压时 PR735 的电感和输入纹波电流
图 8 265VRMS（线路电压峰值）输入电压时 PR735 的电感和输入纹波电流
图 9 265VRMS（线路电压峰值的一半）输入电压时 PR735 的电感和输入纹波电流
图 10 85VRMS 输入、POUT=300W 时 PR735 的电感和输入纹波电流
图 11 265VRMS 输、POUT=600W 时 PR735 的电感和输入纹波电流
5.5 启动特性
下图说明了 PR735 转换器在不同输入电压和输出功率条件下的启动特性。
图 12 V IN="85VRMS"、POUT=600W时 PR735 的启动特性
图 13 VIN="265VRMS"、POUT=0W时 PR735 的启动特性
5.6 掉电保护
下图展示了 UCC280660 的掉电保护特性。如果 VIN 交流电压下降至掉电阈值电压以下，则该转换器在掉电滤波时间（通常为 440ms）以后将停止转换。
图 14 85VRMS 时的 PR735 掉电保护 图 15 265VRMS 时的 PR735 掉电保护
6 EVM 装配图与布局
下图说明了PR735 印刷电路板的设计。控制器电路板由一个单层 PCB 组成，所有的组件都安装在电路板的顶端；电源电路板由一个单层 PCB 组成，布线位于电路板的底部而组件安装在电路板的顶端。
图 16 PR735 控制器电路板布局（顶部视图）
图 17 PR735 控制器电路板部件放置（顶部视图）
图 18 PR735 功率级底层布局（顶部视图）
图 19 PR735 功率级部件位置（顶部视图）
7 功率级与控制器级材料清单
7.1 功率级材料清单
表 2 列出了按照图 1 所示原理图配置的 EVM 组件。
表 2 UCC28060 (PR735) 功率级材料清单
| 参考设计 | 数量 | 描述 | 厂商 | 部件号 |
| C1、C2 | 2 | 电容、220μF、450V、elect KMQ snap | United Chemi-con | E30KSMQ451VSN221MR |
| C3 | 1 | 薄膜电容、0.047μF、275VAC | 松下 | ECQ-U2A474ML |
| D1 | 1 | 整流器桥接、GPP、600V、15A | Diodes | GBJ1506-F |
| D2、D3 | 2 | 超快二极管、8A、600V | 安森美 | MUR860 |
| FB1 | 1 | 保险丝夹、5×20mm | Wickmann | 520 |
| J1 | 1 | 连续排母 (Straight socket)、10P、1 排 | 3M | 929850-01-10-10 |
| J2、J3、J5、J6 | 4 | 连接器、接线柱、绝缘 | Johnson | 111-0703-001 |
| J7 | 1 | 终端模块、2 引脚、6A、3.5mm | OST | ED555/2DS |
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JP1、JP2、JP4、JP7、 JPL1、JPL2、JPQ、JPQ2 |
8 | 跳线、过孔、0.035 | STD | STD |
| L1、L2 | 2 | 电感、E 磁芯 | Ferroxcube | E41/17/12 |
| Q1 | MOSFET、N通道、600V、31A | 英飞凌 | IPP60R099CS | |
| Q2 | MOSFET、N通道、600V、31A | 英飞凌 | IPP60R099CS | |
| R1、R2 | 2 | 电阻、10.0kΩ、1/4W、1%、1206 | Std | Std |
| RG1、RG2 | 2 | 电阻、5.10Ω、1/4W、1%、1206 | Std | Std |
| RS2 | 1 | 电阻、0.005Ω、1W、1%、2512 | 松下 | ERJ-M1WSF5M0U |
| RT1 | 1 | 电流限制器浪涌、4.7Ω、20% | Epcos | B57238S479M |
|
TP、TP2、TP3、TP4、 TP9、TP10 |
6 | 引脚、过孔、用于 0.062 PCB | Vector | K24A/M |
7.2 控制器级材料清单
表 3 列出了按照图 2 所示原理图配置的 EVM 组件。
表 3 UCC28060 (PR735) 控制器级材料清单
| 参考设计 | 数量 | 描述 | 厂商 | 部件号 |
| C1、C2 | 2 | 陶瓷电容、50V、22pF | AVX | 12065A220JAT2A |
| C3、C4、C5 | 3 | 陶瓷电容、50V、21nF | AVX | 12065C103KAT2A |
| CF1 | 1 | 陶瓷电容、0.12μF、10%、50V、X7R 1206 | AVX | 12065C124KAT2A |
| CF2 | 1 | 陶瓷电容、1μF、50V、Y5V 1206 | AVX | 12065G105ZAT2A |
| CP1、CR2、CV2 | 3 | 陶瓷电容、0.1μF、100V、X7R 1206 | Kemet | C1206C104K1RACTU |
| DP1 | 1 | 470 NM 超蓝 LED | Lumex | STRML-LX0805USBC |
| J1 | 1 | 连续排母、10P、1 行 | 3M | 929850-01-10-10 |
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JP1、JP2、JP3、 JP4、JP5、 |
5 | 跳线、过孔、0.035 | STD | STD |
| RCS3 | 1 | 电阻、100Ω、1/4W、1%、1206 | Yageo | RC1206FR-07100RL |
| RF1 | 1 | 电阻、11.5kΩ、1/4W、1%、1206 SMD | 松下 | ERJ-8ENF1152V |
| RI1、RI2 | 2 | 电阻、324kΩ、1/4W、1%、1206 | 松下 | ERJ-8ENF1004V |
| RI3 | 1 | 电阻、10.0kΩ、1/4W、1%、1206 | Yageo | RC1206FR-0732K4L |
| RO1、RO2 | 2 | 芯片电阻、1/8W、1% | Yageo | RC1206FR-07324KL |
| RO3、RP1、RP2 | 3 | 电阻、10.0kΩ、1/4W、1%、1206 | 松下 | ERJ-8ENF1002V |
| RP3 | 1 | 电阻、113kΩ、1/4W、1%、1206 | 松下 | ERJ-8ENF1001V |
| RP4 | 1 | 电阻、113kΩ、1/4W、1%、1206 | 松下 | ERJ-8ENF1002V |
| RSET3 | 1 | 芯片电阻、1/8W、1% | Yageo | 9TC12063A1133FKHF |
| RZCD1、RZCD2 | 2 | 电阻、30.0kΩ、1/4W、1%、1206 | Yageo | RC1206FR-0730KL |
| U1 | 1 | IC、交错式 PFC 控制器 | TI | UCC28060D |
http://www.ednchina.com/ART_23036_28_20000_TA_3246b032.HTM
基于TI的TLC5941的全彩色LED大屏幕驱动设计
1 引言
近年来，随着计算机技术、大规模集成电路和专用元器件的飞速发展，256级灰度的全彩色LED大显示屏在国内发展迅速，但是目前其显示效果并不理想：一方面，LED的发光效率受制造工艺的影响表现出固有的差异，而且这种差异还随时间发生变化，这样由大量LED组成的大屏幕显示时会出现一些随机的暗斑或亮斑，严重影响显示要求，需要采用在线的点校正消除这种影响，另一方面，现有的全彩色大屏幕一般亮度等级不足，即便采用了非线性灰度控制技术，在低亮度等级上表现色彩的能力仍然较差，显示的层次感不强，由亮度等级不足导致的另一个问题是进行γ校正不容易，从而使全彩色LED大显示屏产生一定的颜色失真。 TI公司的最新推出的TLC5941驱动芯片具有点校正和高亮度等级的特点，由他组成的大屏幕驱动方案一定程度上解决了上述问题，可以构成高性能的显示系统。
2 TLC5941芯片介绍
2.1 芯片特点
TLC5941共有28个引脚，是一个16通道的LED恒流驱动器，能够同时驱动16个LED，每通道最大驱动能力80mA，每个通道可以通过PWM方式根据内部亮度寄存器的值进行4096级亮度控制，内部每个通道亮度寄存器的长度是12位，另外，流动每个通道LED的驱动电路由内部6位的点校正寄存器的值进行64级控制，而且驱动电流的最大值可通过片外电阻设定。
64级电流控制提供了LED点亮度校正的能力，4096级亮度调整则保证了即使在较低的亮度等级小，点阵中的每个点也有多达256级的灰度表示，从而红绿蓝全彩屏可有16M色的色彩表达能力，这两点对于高质量的彩色大屏幕显示是额外重要的。
相对于传统的彩色大屏幕显示系统，设计中利用可编程逻辑芯片（或高速CPU）集中产生PWM进行亮度控制，采用TLC5941后，由于驱动芯片TLC5941完成了PWM亮度控制，可编程逻辑芯片（或高速CPU）只需要处理缓存管理、亮度和点校正数据的输出，设计复杂度降低，而且由于PWM的亮度控制与数据串行移出无关，可以很方便地获得较高的帧频，取得很好的动态显示效果。
2.2 管脚功能
TLC5941的所有内部数据寄存器，亮度寄存器，点校正寄存器和错误状态信息都是通过串行接口存取的，最大串行时钟效率为30MHz。
TLC5941的串行接口方式类似于74HC595，接口部分由5根信号线组成。
Mode(模式信号):Mode=0是亮度信号输入模式，Mode=1点校正信号输入模式。
SCLK（串行时钟），在每个SCLK的上升沿，当Mode=0输入数据和输出数据移入和移出内部192位（16通道×12）的亮度串行移位寄存器，当Mode=1输入数据和输出数据移入和移出内部96（16通道×6）位的点校正串行移位寄存器。
SOUT:串行数据输出。
SIN:串行数据输入。
XLAT：数据锁存，在XLAT的上升沿，如果Mode=0，亮度串行移位寄存器锁存到亮度控制寄存器，随机控制亮度PWM输出，如果Mode=1，点校正串行移位寄存器锁存到点校正控制寄存器，控制电流的输出。
为了保障彩色大屏幕的可靠运行，TLC5941提供了每一路LED开路和过温检测的能力，管脚XERR是集电极开路输出，用于出错时报警，16个通道中无论哪个通道有错误发生，XERR就会被拉到低电平，通过查询芯片的内部状态信息，就可以知道哪一路出现故障，系统中所有TLC5941的XERR管脚可以接到一起，通过上拉电阻接到高电平，通过监控这个信号，系统可以在运行过程中进行自我诊断。
另外TLC5941还提供了GCLK管脚，输入一个时钟信号可以同步PWM的产生。
3 基于TLC5941的动态扫描驱动电路
本设计对象是640×480的全彩显示系统，这里只介绍他的驱动部分，整个屏由4块子屏组成，每一块子屏管理640×120象素大小的范围，都有单独的驱动电路，由于是室内屏，驱动设计采用动态1/8扫描驱动方式。驱动电路的控制由可编程逻辑器件EPM1270（Altera）实现，为了提高帧频，串行数据采用15路并行输出的方法，每路对640×8象素大小的范围进行刷新，图1中给出的是子屏驱动中单路的电路框图。
这里使用TLC5941级联组成LED点阵的列驱动，行驱动部分由74HC138和STM4953（PMOS管，4.5A）构成。
EPM1270芯片负责管理显示缓存，处理外部总线接口部分和维持LED点阵的动态扫描过程，EPM1270内部模块结构如图2所示。
为了防止LED动态扫描过程中对寄存器的访问与外部总线在更新显示数据时访问寄存器之间产生冲突，这里也是采用了双缓存的结构，当LED扫描过程访问的是一片存储器，暴露在总线接口的就是另一片存储器，外部接口的特定的扫描控制寄存器操作时，引起两片寄存器的交换，同时显示内容也得以更新，存储器采用两片静态RAM——IDT71V424（512k×8），EPM1270与存储器的接口低8位采用地址数据复用以节省EPM1270的I/O管脚。
存储器中前26k开始存储的是每点的色彩信息，每象素3个字节24位表示颜色，每个字节分别对应于一个象素的红绿蓝3个象素的彩色亮度值，后256k开始存放的是经过γ校正修正后的点校正数据。
整屏的亮度由EPM1270扩展的亮度寄存器控制，每个TLC5941写入时，EPM1270控制先从当前象素对应的存储器空间读出每个显示单元的色素值，再与亮度寄存器值运算后得到12位的每通道TLC5941的亮度值（控制每个象素的亮度和色彩），通过并/串转换后输出，同时保持Mode=0；输出亮度后，从后256k的对应空间读取6位点校正数据，并/串转换后输出，同时保持Mode=1，这样完成了一个通道数据的输出，将一行对应所有的通道数据输出完毕后，暂停串行时钟，置Mode=0，在XLAT脚产生一个正脉冲，再置Mode=1，在XLAT脚
产生正脉冲，分别将数据锁存入TLC5941内部对应的控制寄存器中，一行数据输出完毕。
图3中给出具体过程。
4 结语
采用Verilog语言对EPM1270进行逻辑设计，综合后占用芯片资源的79%，利用上述设计构建的彩色大屏幕系统刷新频率达到60Hz，通过γ校正和点校正，全屏各象素点亮度均匀，层次感很强，达到了设计要求，这个基于TLC5941的全彩色大屏幕驱动方案联机屏和脱机屏都可以使用，实践证明具有良好的显示效果。
面向灯泡式样翻新应用的可调光LED照明驱动器
引用：http://www.21dianyuan.com/home/download.php?action=download&id=50516，第8页
datasheet:http://www.ti.com/product/tps92210
描述
TPS92210EVM是一款具有先进节能特性的自然交错功率因数校正 (PFC) LED照明驱动器控制器，用于为LED照明应用提供高效控制。TPS92210EVM能够以低廉的成本在狭小的空间里提供高功率因数、TRIAC调光、负载保护和更长的工作寿命。TPS92210EVM采用准恒定“接通”时间，从而在隔离型反激式配置中实现了单级PFC。该器件面向低功率照明应用，可以采用多种封装型式，包括单独的灯设计以及适合多种照明类型的通用PCB外形。该驱动器保持了调光器维持电流，并具有双斜率输出控制功能，以在与常见的TRIAC型相位控制调光器一起使用时改善调光线性度。通过设置，使TPS92210控制器在固定频率下运作且内部开关具有恒定的“接通”时间，用于驱动初级侧功率FET。
主要特点
• 具备PFC的AC/DC TRIAC可调光LED驱动器• 非常适合于住宅照明
• 单级（PFC和LED电流调节）
• 适合12W～25W应用
• 深度TRIAC调光能力
来源于: 电子工程专辑 eet-china
www.eet-china.com/ART_8800676237_628868_TA_45cf0a77.HTM
使用离线一次侧传感控制的LED照明驱动器
作者: David Dou 上网日期: 2012年10月12日 评论[ 0 ] 打印版 发送查询 订阅
关键字：LED驱动器 侧传感控制器 TPS92310
摘要
本文将向您介绍一款使用了TI离线一次侧传感控制器TPS92310的低功耗LED照明驱动器解决方案。由于使用了恒定的导通时间反激拓扑以及一次侧传感控制，该解决方案可以实现高效率以及良好的线压和负载调节功能。就GU10替代LED灯泡而言，参考设计PMP4325具有合适的小外形尺寸（30mm×18mm×10mm），其可支持常见的AC线路输入以及3或4个LED串联输出，恒定输出电流为350mA。实验显示，就LED照明而言，该解决方案具有良好的线压和负载调节功能、高效率以及整体LED照明保护功能。
1 理论操作
1.1 TPS92310控制器
对于额定功率较低的LED照明来说，单级反激结构是一款颇具吸引力的拓扑结构。单级反激结构之所以能够广泛用于LED照明，其原因如下：
●电隔离减少了总体物料清单成本 (BOM)
●使用特殊控制架构（例如：恒定导通时间控制等）的高功率因数
●相比其他双级拓扑结构，外形尺寸更小
尽管单级反激结构用于LED照明时拥有诸多优点，但仍然有一些问题需要解决。这些问题包括：
●高功率因数
●稳定的线压和负载调节，实现一次侧回授(PSR)
●LED开路或者短路保护
TI TPS92310控制器是一种单级一次侧传感AC/DC控制器，用于驱动高亮度LED的恒定电流。它工作在零电流检测转换模式(TM)下。线压半周期内，“导通时间”(TON)几乎恒定不变。因此，它本身便具有功率因数校正(PFC)，因为主绕组的峰值电流，随输入线压曲线变化而变化。对TON进行调节，以便将LED电流调节至预设水平，而该水平由一个外部检测电阻器设置。TON同时也用于反激、升压以及降升压转换器的控制设计。这种转换器工作在转换模式下，使用固定不变的导通时间控制来达到高功率因数。另外，TON还可用于对工作在转换模式的降压转换器进行控制，其通用LED驱动器使用峰值电流控制。
一次侧检测不要求使用光耦合器和二次侧电路，因此组件数目更少，PCB解决方案也更紧凑。另外，这种控制器还拥有逐周期电流限制、输出短路保护、输出过压保护(OVP)或者开路LED保护、短路LED保护以及热关机保护等功能，而所有这些功能都为LED照明提供了保护措施。
1.2 恒定导通时间控制
在传统升压功率因数校正转换器中，恒定导通时间控制的转换模式通常用于让输入电流与输入电压保持同相，以获得高功率因数和低总谐波失真(THD)。
对于工作在转换模式下的单级反激拓扑结构来说，它并非本身固有的功率因数校正，因为占空比和频率在形状循环期间始终会不断变化。因此，在这种条件下，功率因数和总谐波失真都不理想。幸运的是，过滤模式下工作的单级反激拓扑使用固定（恒定）TON，仍然可以达到高功率因数和低总谐波失真。如图1所示，平均输入电流为一个近似正弦波，且其相位与输入电压相同。
图1:TON和TOFF期间电流波形
详细全文请见附件pdf文挡：使用离线一次侧传感控制的LED照明驱动器
作者：David Dou
德州仪器 (TI)，中国电源参考设计
MSP430 在单电池供电的LED 照明中的应用
丁京柱 TI MSP430 技术支持
摘 要
便携式设备常采用单节的碱性电池供电，亦称作单电池供电。而LED 是发光二极管的简称，由于其省电、寿命长和开关速度快等特点，正被广泛应用到照明领域；而部分照明设备如自行车运动爱好者的车灯、头灯以及特殊要求手电筒等又要求能够便携以便于移动，所以对系统的功耗即电池的寿命有着严格的要求。本文针对低功耗、便携以及较低系统成本LED 照明的要求，基于超低功耗单片机MSP430 以及升压转换器TPS61200，设计并完成单电池供电的LED 照明应用。
内 容
1 单电池供电的 LED 照明系统简介.....................................2
2 系统结构和总体设计方案 ...........................................2
3 硬件电路设计......................................................2
3.1 LED 驱动电路设计................................................2
3.2 基于比较器实现按键以及电池电压检测..............................4
4 系统控制流程及软件设计............................................5
4.1 记忆功能实现....................................................5
4.2 控制流程以及软件流程图..........................................5
5 总结 .............................................................6
参考文档............................................................6
图 1. 单电池供电的 LED 照明系统框图.................................2
图 2. TPS61200 典型应用电路.........................................3
图 3. 白光 LED 恒流驱动控制.........................................3
图 4. 基于比较器实现按键以及电池电压检测原理图 .....................4
图 5. 系统控制流程图 ...............................................6
1 单电池供电的 LED 照明系统简介
考虑到业界单电池供电的LED 照明系统的实际应用要求，需满足以下设计要求，
l 工作电压范围：设备供电采用常用的单节碱性电池，为0.6~1.5V。
l 低电压启动：低至0.6V 系统也能启动。
l 待机电流：超低待机功耗，待机电流<1uA
l 恒流驱动：LED 采用恒流驱动，驱动电流在48mA±2mA
l 按键控制：通过按键实现开关机、LED 照明状态和灯光闪烁示警信号状态切换等
l 记忆功能：可记忆上次关机时的状态
2 系统结构和总体设计方案
本文描述的单电池供电的LED 照明系统以TI MSP430F2011 和TI TPS61200 为主芯片。MSP430 系列单片机CPU 采用16 位精简指令集，集成了16 个通用寄存器以及常数发生器，极大的提高了代码的执行效率。提供了五种低功耗模式，可最大限度的延长手持设备的电池寿命。其数字控制振荡器(DCO)可在1us 内由低功耗模式切换到活动模式。MSP430F2011 是MSP430 系列单片机中的低引脚数单片机，其中集成了带捕获/比较功能的16 位定时器，10 个GPIO 口和一个多用途的比较器 [1]。TPS61200 是业界最低输入电压的DC/DC 升压转换器，其可在低至0.3V 的输入电压下高效工作；芯片内部集成的1.5A 开关大大简化了外部电路设计；在升压转换模式下工作效率可达90%，非常适合在便携式产品中应用。
单电池供电的LED 照明系统框图如图1 所示。为达到点亮LED 所需的导通电压，采用TPS61200 实现单节电池电压0.6~1.5V 到3.6V 的升压变换，并用以进行LED 的恒流驱动。由于MSP430 的工作电压为1.8-3.6V，所以单节干电池电压不能用于MSP430 的直接供电，若再增加一升压电路专为MSP430 供电，这将大大增加系统成本。根据系统特点以及成本考虑，可以采用MSP430 的供电电压取自TPS61200 的输出。另外，由于TPS61200 的静态电流典型值为50uA，为满足整个系统待机功耗小于1uA 的技术要求，TPS61200 在系统待机时也不能工作（即不能为MSP430 供电），否则很难达到系统的静态功耗要求。这样，系统待机时MSP430 处于断电状态。因此，如何实现MSP430F2011 供电，并使其实现整个系统控制，包括用比较器实现按键、按键开机自锁、关机状态记忆以及LED的开关控制以及节电控制等等，也是系统的设计要点。
图 1. 单电池供电的LED 照明系统框图
3 硬件电路设计
3.1 LED 驱动电路设计
对于单节电池供电的LED 照明设备，首先要选用升压芯片为LED 提供电源以保证LED 的正常导通。这里我们选用了TPS61200，其工作电压为0.3~5.5V，工作电流最大可承受1800mA，并且在升压转换中可达到90%的转化效率，完全能够满足该方案的设计要求。该照明设备选用白光LED，其导通压降典型值为3.2~3.5V，所以升压电路的升压输出值设计为3.6V。另外由于LED 的温度特性，为保证LED 的发光稳定性，必须实现LED 的恒流驱动且流过LED 的电流变化范围小于5mA，即需要设计Iled = 48mA±2mA。
图 2. TPS61200 典型应用电路
如图 2 所示的TPS61200 典型应用电路[2]，其是一种输出电压可设定的电路。输出电压VOUT 与外接电阻分压器R1 和R2 有关，如下式所示：
式中，VFB=500mV，R2 可设定为51Kohm，则可根据该公式计算出R1 值。根据我们的设计要求，LED 驱动电压VOUT=3.6V，通过上式计算可求出R1=316Kohm。但这种算法是基于实现恒压输出的。
为实现 LED 恒流驱动，即实现亮度恒定的设计要求，我们需设计电流反馈实现恒流控制。如图3 所示的电路图。参考文献3 的LED 恒流控制计算公式，[3]
电流反馈电阻RF 的取值为1.5ohm。在设定RF=1.5ohm和R2=51Kohm的条件下，计算出反馈电阻R1=373Kohm；通过实测验证及调节并按标称电阻取值，R1=374Kohm。
图 3. 白光LED 恒流驱动控制
在图 3 中，EN 端是芯片TPS61200 的使能端，用以控制TPS61200。在本设计中，EN 端接按键和MSP430 的GPIO 使能端，用以控制升压电路的开通或关闭。系统的进一步功耗控制，也是基于单片机MSP430F2011 通过对TPS61200 的使能控制来实现的。
另外，PS 端、UVLO 端接VIN，PS 端高电平表示在重负载条件下工作（此时振荡器按固定频率工作）；UVLO 接VIN，表示在VIN＜250 mV 时，使电源关闭，VOUT=0V，并锁存；VAUX 接0.1uF 接地，此电容器在启动时向其充电到一定值后开关管才导通，这样它对开关管起缓冲；即软启动的作用，能够减小内置开关的开关应力以提高可靠性。
3.2 基于比较器实现按键以及电池电压检测
前面提到MSP430 由TPS61200 的输出供电，但由于系统功耗要求，TPS61200 在待机模式下不能工作。如何通过长按按键开启系统，并能够在释放按键后系统也能正常工作？同时，该按键在系统正常工作时也能够实现LED照明状态和灯光闪烁示警信号状态切换等满足照明设备的多种应用要求。如图4 所示基于比较器实现按键以及电池电压检测原理图。系统在待机状态（关机）时，当按键被长按。Button Enable 信号端产生等同于电池输入电压的高电平信号，该信号端连接TPS61200 的使能端引脚6（可参考图3）。这样TPS61200 进入工作状态，VOUT 引脚输出3.6V，并给MSP430F2011 供电。从而使MSP430F2011 进入工作状态，程序开始运行并使P1.7 置高通过GPIOEnable 信号驱动TPS61200 的使能端并保持其一直处于工作状态。这样，按键即使被释放后，也能保证系统一直处于工作状态。
在单片机控制系统中，大部分设计是采用GPIO 实现按键。但在本文设计中由于单片机在待机状态下没有供电即单片机不能正常工作，所以按键的判断很难通过GPIO 的方式实现。这里，采用MSP430F2011 的片上的比较器来实现的。MSP430 单片机的片上比较器内部可以产生用于比较的模拟电压参考VCC、1/2VCC、1/4VCC、固定电压0.55V 等。因此本设计采用内部提供0.55V 的基准电压来实现按键的检测，根据系统工作电压的特点，当按键被按时，其最低0.6V 的输入大于内部0.55V 的基准电压，从而在比较器输出端产生高电平，实现按键的检测。特别要注意的是，这个内部基准电压会随着供电电压变化和温度变化有小范围的变化，所以软件的滤波对于按键的判断还是非常有必要的，尤其是在最低电池电压条件下。
本文设计的照明设备有两种工作状态，LED 照明状态和灯光闪烁示警状态，通过按键短按可在两种状态之间切换。对于每个状态，MSP430 能够记录当前状态以便下次开机时进入上一次的工作状态。
TI 公司的TPS61165时能管理多个高亮度LED的升压DC/DC转换器，集成了40V, 1.2A的电流开关，工作在1.2MHz固定开关频率，输入电压3伏到18伏，输出电压可高达38伏，可支持多达3个大功率LED。本文介绍了TPS61165的主要性能特性，典型应用以及其它多种应用电路图, TPS61165EVM-283评估模块电路图和材料清单。
TI BOOST CONVERTER MANAGES MULTIPLE HIGH-BRIGHTNESS LEDS
DC/DC Converter with Integrated 40-V, 1.2-A Current Switch Supports Up to Three High-Power LEDs
With a 40-V rated integrated switch FET, the TPS61165 is a boost converter that drives up to 10 LEDs in series. The boost converter runs at a 1.2-MHz fixed switching frequency with 1.2-A switch current limit, and allows for the use of a high brightness LED in general lighting.
The default white LED current is set with the external sensor resistor Rset, and the feedback voltage is regulated to 200mV, as shown in the typical application. During the operation, the LED current can be controlled using the 1 wire digital interface (Easyscale protocol) through the CTRL pin. AlternativELy, a pulse width modulation (PWM) signal can be applied to the CTRL pin through which the duty cycle determines the feedback reference voltage. In either digital or PWM mode, the TPS61165 does not burst the LED current; therefore, it does not generate audible noises on the output capacitor. For maximum protection, the device features integrated open LED protection that disables the TPS61165 to prevent the output from exceeding the absolute maximum ratings during open LED conditions.
The TPS61165 is available in a space-saving, 2mm × 2mm QFN package with thermal pad.
主要特性：
3-V to 18-V Input Voltage Range
38-V Open LED Protection for 10 LEDs
200-mV Reference Voltage With 2% Accuracy
1.2-A Switch FET With 1.2-MHz Switching Frequency
Flexible 1 Wire Digital and PWM Brightness Control
Built-in Soft Start
Up to 90% Efficiency
2mm × 2mm × 0.8mm 6-pin QFN Package With Thermal Pad
应用：
High Brightness LED Lighting
White LED Backlighting for Media Form Factor Display
图1。TPS61165功能方框图
图2。TPS61165典型应用
其它的应用还有：
图3。带外接PWM 调光网络驱动3个高亮LED电路图 
图4。驱动 27个 LED的电路图
图5。驱动6个高亮LED电路图
图6。带SEPIC拓扑结构的驱动4个高亮LED电路图
The Texas Instruments TPS61165EVM-283 evaluation module contains a TPS61165 IC, supporting active and passive components and three white light-emitting diodes (WLEDs) in series. The goal of this EVM is to facilitate evaluation of the TPS61165 in a typical WLED application.
图7.TPS61165EVM-283评估模块电路图
HPA283 材料清单(BOM):
中型尺寸的LCD背光源
引用：http://www.21dianyuan.com/home/download.php?action=download&id=50516，第60页。
datasheet：http://www.ti.com/product/tps61165
TPS61165
描述
TPS6 116 5 具备4 0V的集成型开关FET，是一款可驱动多达10个串联LED的升压型转换器。该升压转换器允许采用普通照明领域的高亮度LED，固定运行频率为1.2MHz，开关电流限值为1.2A。
如下列典型的应用原理图所示，采用外部检测电阻器RSET可设置默认的白光LED (WLED) 电流，而且可将反馈电压稳定在200mV。LED的电流能够通过单线式数字接口（EasyScale™协议）由CTRL引脚控制。此外，还可以在CTRL引脚上施加PWM信号，以便由占空比来确定反馈基准电压。无论是数字还是PWM模式，TPS61160/1都不会在猝发状态下提供LED电流，因而也就不会在输出电容器上产生音频噪声。在开路LED保护情况下，TPS61165具备的集成型电路系统可以
防止输出超过绝对最大额定值。TPS61165采用带散热焊盘的2mm x2mm QFN封装，这种封装的占用空间非常小。
主要特点
• 升压转换器用于实现高效率
• 40V集成型电源开关
• 可驱动多达10个LED
• 低Vref用于实现高效率
• 单线式数字接口
• PWM调光
• 无音频噪声
典型应用原理图：
近年来，随着led技术的日趋成熟，LED光源因其具有使用低压电源、耗能少、适用性强、稳定性高、响应时间短、多色发光等的优点被越来越广泛地使用。 LED电源大都采用开关电源技术，输出多为可随LED正向压降值变化而改变电压的恒定电流源即恒流驱动 。根据LED的伏安特性，电压的微小变化可导致电流的很大变化，有可能损坏LED, 且开关电源中控制电路比较复杂，晶体管和集成器件耐受电、热冲击的能力较差。因此驱动电源的可靠性影响了LED应用产品的寿命，为了保护开关电源自身和负载的安全，延长使用寿命，必须设计安全可靠的保护电路。
1 直通保护电路
半桥和全桥是开关电源常用的拓扑结构，“直通”对其有很大的威胁，直通是同一桥臂两只晶体管在同一时间内同时导通的现象。 在换流期，开关电源易受干扰而造成直通，过大的直通电流会损坏用于逆变的电力电子器件。一旦出现直通现象，须尽快检测到并立即关断驱动，以避免开关器件的PN 结积累过大的热量而烧坏。这里利用双单稳态集成触发器CD4528设计了一种针对全桥和半桥的直通检测、保护电路。
CD4528含两个单稳态触发器，其真值表如图1。芯片3脚与13脚分别为其内部两个独立单稳态电路的Clear 端，5脚和11脚为单稳态的B输入端，4脚与12脚为单稳态的A输入端。B端接高电平，只有当Clear端为高电平时，A端输入的上升沿触发才会有效。
PWM1与PWM2为PWM芯片输出的两路互补脉冲信号，主电路（ 见图2）中Q1、Q4的驱动与图3中PWM1同步，Q2、Q3的驱动与PWM2同步。 在A、B、C和D4点进行电流上升率采样然后转变为电压信号，并分别给图3中的直通信号1与直通信号2。
主电路中的左右桥臂对称，就左桥臂的直通保护进行分析。 正常状态下，当Q1、Q4导通时，PWM1为高电平，PWM2为低电平，3脚高电平输入有效，A点和D点没有电流流过，不会触发单稳态；虽然B点和C点采到了正常输出的上升沿信号，但是13 脚低电平时输入无效，所以不会触发单稳态，没有保护信号输出； 而在直通时，Q3由于某种原因误导通了，A点将检测到很大的电流上升率并转换为电压信号； 此时PWM1为高电平，图3中左边的单稳态被触发产生保护信号送到PWM 芯片的shutdow n 端，封锁PWM 脉冲输出。
2 过流保护电路
当出现负载短路、过载或者控制电路失效等意外情况时，会引起流过开关管的电流过大，使管子功耗增大、发热，若没有过流保护装置，大功率开关管就可能损坏； 调节电路失效还可能导致LED过流损坏。 过流保护一般通过取样电阻或霍尔传感器等来检测、比较，从而实现保护，但它们都有体积大和成本高的缺点。
这里采用如图4的方法，在正激变换器扼流圈放置相同匝数的线径较细的线圈。 这两个绕组是磁平衡的，它们之间本应没有电压差。 但是主绕组有直流电阻，大电流时产生了微小的电压差，该电压差由负载电流决定。这个微小的电压差被运放检测，并且通过调节Rx可以设置电流限制。该电路的缺点是电流限制不是很精细的，这是因为铜电阻在温度每上升10℃时增加4%。但是这个电路依然可以满足我们的设计要求
3 开、关机电流过冲保护电路
稳流型开关电源在开机和关机时容易造成电流过冲，LED之类的负载对ms级的电流过冲都是不允许的，瞬间大电流的冲击有可能损坏LED器件，因此必须严格防止电流过冲。
3.1 开机电流过冲保护
开机时，由于电源滤波电容大，以及各延迟环节使得电流采样反馈值与给定值在调节器输入端不同，这会使得负载电流上升过冲，实测过冲波形如图5所示。 为了解决这一问题，可以将调节器给定端RC 的值适当加大，调节以后的开机电流没有发生过冲，波形如图6
3.2 关机电流过冲保护
在我们设计的30A/20V开关型稳流电源中，采用控制电路单独供电。主电路的滤波电容在工作时存储了大量的电能，切断总电源后，其中存储的电荷持续数秒才能放完。 所以关机后单独供电的采样电路先关而主电路延迟关闭。调节器的给定输入端由主电路供电，即关机后调节器的采样输入端先降低，给定端缓慢降低，于是其输出误差电压增大，控制芯片增加PWM 的占空比，由此导致了关机时负载电流的严重过冲，过冲时的电流波形如图7所示。
图8 为关机电流过冲保护电路，该电路能在3ms内迅速检测出交流电源是否关闭，并且在电源关闭后强行将调节器给定输入端的电压拉低，防止电流过冲，具体动作过程如下。
光耦U1、U 2 随被测电源的正负半周交替导通，当A 点交流电压大于光耦中发光二极管的导通电压Von时，光耦开启，C3通过光耦中三极管放电，使B 点的电压达不到场效应管的开启电压； 当交流电压小于Von时，光耦不导通，C3充电，B点的电压增加，此时应使C3的电压上升到场效应管阈值的时间大于光耦关闭的时间，以保证Q2不导通。 在t1时刻交流电源断开，光耦输出呈高阻态，C2中存储的电荷经R1向C3充电，C3上的电压迅速增加，当B点电压大于场效应管的开启电压时，场效应管Q2导通，导通后可迅速将Vs 拉低，图8中Vs是调节器的给定输入端电压。 关机瞬间负载电流和图8中B点的波形如图9。改变R1和R4的参数，可以改变给C3充电的时间。 R4选用较大阻值的，可以提高C3上的电压，同时延长C3的放电时间。 C2的大小可以决定交流电源断电后维持该电路工作的时间。 综上所述，设置合理的参数，便可保证在主电路电源没有完全关闭的情况下，Q2一直导通，即误差放大器的给定输入端一直为零，避免了电流过冲。
4 过压保护电路
稳流型电源若负载发生断路，电流检测电阻两端的电压下降到零，一旦给定值不为零，调节器会使得输出电压急剧飙升至最大值，这对负载连接接触不良时是很危险的。 对LED、半导体制冷等负载来说，过压发生时，首要任务是保护负载，其次是保护开关功率管。
为解决以上问题，有两种保护方法同时使用，一是放置双向TVS来实现对瞬间冲击电压的防护。
TVS是一种二极管形式的高效能保护器件。当TVS二极管的两极受到反向瞬态高能量冲击时，它能以纳秒级的速度，将其两极间的高阻抗变为低阻抗，吸收高达数千瓦的浪涌功率，使两极间的电压箝位于一个预定值，有效地保护电子线路中的元器件免受各种浪涌脉冲损坏。 还可将电阻与TVS串联，当TVS未击穿时，电阻上没有电流，若发生过压，TVS被击穿，电阻上有电流流过，产生压降，以此作为保护信号，送到PWM 芯片的shutdown 端，封锁PWM脉冲输出。 另外一种方法是当负载断路时使电源立即停止工作，如图10所示，图中R24和R27给运放同相输入端提供固定的小电压U+。R26为取样的负载电流输入，当负载发生断路时，运放反相输入端电压U-=0, 因而U+>U-, 运放输出电压为高电平，给出空载保护信号。 同时将时间常数R30×C15与电源给定的时间常数配合调节，使得空载保护不发生误动作。
5 结语
文中主要讨论了LED电源的几种保护方式，并介绍了一些具体电路。 对一个给定的直流开关电源来说，保护电路是否完善并按预定设置工作，对电源装置的安全性和可靠性至关重要。 而电源的可靠性将会影响到LED产品的寿命，因此通常需要用几种保护方式加以组合来构成完善的保护系统，确保直流开关电源的正常工作。 我们将这些措施实际用于驱动LED负载，工作安全可靠。
线性匹配独立电流源与传统白光 LED 驱动器解决方案之间的对比
出处：http://ti.21dianyuan.com/news/show/30.html
作者：德州仪器（TI），电源管理产品部，Mike Gilbert, William Hadden.. www.ti.com.cn
摘要：WLED 解决方案集成了白光 LED 工艺的优点以及创新型节能方案（例如：环境光控照明），从而可以在更广范围内应用，并获得了比过去任何时候都更高的效率。现有的绝大多数 WLED 驱动器解决方案仍然要和电压升压驱动器解决方案搭配使用；但是，随着 WLED 应用及技术的多样化，WLED 驱动器解决方案的选择空间也越来越广。线性匹配电流源就是这样的一个新型解决方案。德州仪器 (TI) 推出的低压降 (LDO) 线性 WLED 驱动器 TPS7510x 就可以用于驱动 WLED。本应用手册将对这一新型技术与现有的升压解决方案进行比较。
1 背景
早期的手机均具有较便宜的彩色发光二极管 (LED)，用于键盘照明和黑白液晶显示(LCD) 背光照明。在世纪之交，LED 技术的进步实现了手机键盘的蓝白光 LED 照明。白光 LED (WLED) 只不过就是带有特殊涂层的蓝光 LED，从而产生白色光波长。由于 WLED 可以在 LCD 显示器上发射全色光谱，所以 WLED 现在为手机中主要的照明颜色。除了全色 LCD 背光照明以外，WLED 还可用于键盘、轨迹球及控制按钮照明、相机快闪和闪光灯。
第一代 WLED 需要更高的正向电压 (>4.2V) 和电流 (>20mA) 来实现手机应用所需的发光度或亮度。这些电压一般都高于电池电源，并且需要有驱动器IC对LED电源电压进行升压。由于 WLED 所需的电流很高，所以它们通常消耗了移动手持终端中大部分的电池电量。为了降低功耗并延长电池使用寿命，WLED 工艺技术的进步和生产成本的降低带来了更为便宜的 WLED，这种 WLED 只需更少的电流就可产生所需的发光度。在电流更低（<10mA）的情况下，可以以更低的正向电压来实现这些 WLED。
2 TPS7510x：一款线性匹配独立电流源
与传统的固定模式和混合模式充电泵和电感升压转换器拓扑结构相比，TPS7510x 的 LDO 线性调节器拓扑结构（如图 1 所示）具有更多优点。对于大多数应用而言，TPS7510x 是一款上述解决方案的高效替代解决方案。由于减少或省去了许多外部部件，与其它任何替代解决方案相比，TPS7510x 实现了更多的成本节约。这不但减少了材料清单成本，而且还降低了放置更多组件所需的额外生产成本。
图 1 线性匹配电流源 (TPS7510x)
组件数量减少的另一个优点是实现解决方案尺寸的缩小。由于 TPS7510x 并不需要外部组件，因此整套解决方案的尺寸刚好降至 IC 尺寸的大小，对于采用 WCSP 封装的 IC 尺寸而言为 1.44mm2。TPS7510x 的第三个优点是近乎所有的输入电流（99%）将用于驱动 LED；电流不会在充电泵电容器或升压电感器上发生损耗。这一节能架构使电池放电寿命的平均效率提高了 87% 以上。对于一个额定电压为 3.6V 的电池而言，该解决方案的效率一般都高于 99%。
LDO 拓扑结构最大的一个缺点就是 LED 的正向电压局限于输入电压与压降之差（一般为 30mV，最大值为 100mV）。由于现在有许多白光 LED 可供选择，手机解决方案中使用的 LED 电流电平 (3mA–10mA) 产生的正向电压一般为 3V 或更低，因此这一局限性不再是这一解决方案的一个主要缺点。另外一个被充分证明的缺点就是线性解决方案的局限性，线性解决方案只能应用于并联 LED 结构。串联结构会导致标准单节锂离子电池应用对正向电压提出太高的要求。因此，TPS7510x 解决方案只能用于并联 LED 结构。
3 固定升压充电泵
对于使用一个固定升压充电泵（见图 2）的应用而言，其输出将被升压至一个固定电压，同时 LED 电流经过调节流过每一个电阻器。由于充电泵器件较低的成本，这种方法的成本相对较低，但是 LED 电流匹配和效率可能会很低（电池放电的平均效率为 43%）。充电泵一个比较重要的优点在于其降低了 LED 正向电压对电源电压（数伏电源轨以内）的依赖程度。尽管充电泵能产生足够高的电压来驱动串联的多个 LED，但是其效率非常低且成本高昂，因此这一解决方案一般只限用于并联 LED 结构。
在此类型的应用中，TPS7510x 不但实现了效率提升，而且还通过减少整体部件的数量实现了成本节约，但是却局限于低于电源电压的正向电压。
对于使用一个混合模式充电泵（如图 3 所示）的应用而言，其输出电压经过调节，使每一个 LED 上流过一个恒定电流。由于这一类型解决方案所使用的拓扑结构，这些 IC 的 LED 电流源能实现很好的匹配。但是由于正向电压的不匹配，实际的匹配程度会有所降低。这些电路的效率非常高（电池放电时平均效率为 70%），并且允许正向电压高于输入电压。
图 3 混合模式充电泵 (TPS60231)
在这些应用中，TPS7510x 在成本和效率方面有了极大的改善。充电泵电路一般都需要配置一个或两个开关电容器，以及用于保持稳定性的输入和输出电容器。正如前面所述，TPS7510x 减少了组件数量，从而减小了解决方案的尺寸，同时降低了成本。相对于混合模式充电泵解决方案，线性解决方案的劣势在于 LED 正向电压（净空电压）的局限性。然而，混合模式充电泵解决方案可以和相同 LED 电压很好地匹配；无论 LED 正向电压如何变化，TPS7510x 都可实现完美匹配。
对于使用（大部分情况下用于驱动一个串联 LED 串）一个电感升压转换器（如图 4 所示）的应用而言，流经 LED 串上每一个 LED 的电流为同等大小（理想电流匹配）。在使用充电泵解决方案的情况下，可以使用正向电压高于电源电压的 LED。在仅有一个 LED 驱动线路可选用的应用中（如翻盖手机的背光照明 LCD 模块），电感升压转换器一般（有时为唯一可选）为最佳解决方案。
在由电感开关引起电磁干扰 (EMI) 的其他应用中会出问题，线性 TPS7510x 就是一款高效且噪声极低的解决方案。另外，通过除去电感、输出电容器或反馈电阻器实现的成本节省更具现实意义。
随着白光 LED 在移动手持终端更广范围内的应用，驱动这些 LED 不会再仅仅局限于一款高电压、高电流解决方案。如今，这些解决方案不仅随着这些器件应用的增长而增长，而且还随着这些应用而不断演变。最近问世的更高亮度和更高效率的 LED 可以通过更低的电流来驱动，这也开创了使用线性电流源的新型解决方案。该解决方案实现了最低的成本、最少的组件数量以及最小的外形尺寸，是移动手持终端应用的理想选择。
1）非隔离方案：
推荐使用：开关管Q可以选用华晶CS730/CS740、CS820/CS830/CS840等型号MOSFET。
2）隔离方案：
推荐使用：开关管Q可选用华晶CS1N60、CS2N60、CS4N60、CS6N60等型号的MOSFET。
作者；郭春明 网名；cmg
LED路灯电源由于要求效率高，工作寿命长，在一些厂家一直被视为核心机密，在网上也没有方案，今天就让我们聊一聊，解解密。
一般要求，谐波Class C级，寿命5W小时，其他EMI之类的是最基本的。谐波Class C级一般有有源PFC电路都没什么问题，关键是寿命，因为里面有电解电容，寿命是个大问题，而电解的寿命与温度是直接相关的，所以除了控制灯的温度外，如何降低电源本身的温度是关键，降低温度就要求提高效率，所以是效率越高越好。一般要求92%以上。
nc965；
1、电效率》92%，如果单级非隔离拓扑，此指标不难达到，一般可以达到或者超过94%。
2、寿命问题：解决方案，采用无工频滤波电解的电路形式，此方案已经有人在用了。
3、谐波Class C级。差模、PCB仔细一点应该没问题。
另外有几个问题，楼主没提，也是很重要的，需要提出来：
4、功率因素，这个在欧洲看得很紧，不能忽视。输入必须采用PFC，如果整合为单级实现，则较难达到高功率因素，这是由于无论Boost还是Buck拓扑，均不能实现全波跟踪，如果分级实现，电效率将下降许多，而且还引入了滤波电解引起寿命问题。
5、LED发热问题，许多技术攻关的共同话题，也是技术竞争激烈的焦点，最佳解决办法：将此发热就地转化为电力。
6、智能化问题，对于路灯是必要的，也就是需要提供分时段的照明亮度曲线，应该有MCU参与。
7、耐候性问题，很显然，最佳解决方案是整体固体灌封模块
8、我的解决方案（略）
cmg；
1。这个要看输出电压把，输出电压低了94％可是很难的。
2。无电解当然是做好的了，但有些问题存在，如3次谐波注入法，可以取消电解，但满足CLASS C还是困难的。
4。其实功率因数和CLASS C是相联系的，当满足CLASS C的时候功率因素一定非常高。所以3，和你说的4是同一个问题。
5。发热转化为电力很好，但不现实，据说台湾一家公司通过一个结构很好的解决了这个问题，并且降低了灯的重量，提高了灯柱的抗风能力
6。智能控制对单片机来说是个非常简单的问题。是在后级的BUCK里面来实现，不在我们讨论的主电源之列。
7。我的方案.
效率图：
这个的输入范围是140-265VAC，我们已把它改为90-265VAC的范围。
更多内容请见；
进入二十一世纪，能源消耗日益成为整个人类社会关注的焦点。出于对于照明的基本需求，如何更有效的利用各种能源产生更多的照明，成为探索新的照明技术的巨大驱动力。从原始的燃料照明到白炽灯，从荧光灯到各种发光材料的探索，催生出LED照明技术。在如今社会，各种媒体设备照明环境需求的差异化，进一步促进了人类探索如何利用各种高亮度LED进行照明。LED在照明方面的应用已经吸引广泛关注。
LED基本原理及性能特点
首先我们来介绍一下LED的基本原理以及性能特点。LED的基本结构是一块电致发光的半导体材料，置于一个有引线的架子上，然后四周用环氧树脂密封，起到保护内部芯线的作用，所以LED的抗震性能好。发光二极管的核心部分是由p型半导体和n型半导体组成的晶片，在p型半导体和n型半导体之间有一个过渡层，称为PN结。在某些半导体材料的PN结中，注入的少数载流子与多数载流子复合时会把多余的能量以光的形式释放出来，从而把电能直接转换为光能。PN结加反向电压，少数载流子难以注入，故不发光。当它处于正向工作状态时(即两端加上正向电压)，电流从LED阳极流向阴极时，半导体晶体就发出从紫外到红外不同颜色的光线，光的强弱与电流有关。
LED光源具有以下特点：
1.电压：LED正向导通工作电压较低，可以使用低压电源驱动，供电电压根据最终产品不同而异，是一个比较安全的照明设备，特别适用于公共场所。
2.效能：同等照度的情况下消耗能量较同光效的白炽灯减少80%。
3.适用性：每个单元LED小片是3-5mm的正方形，所以可以制备成各种形状的器件，并且适合于易变的环境。
4.稳定性：通常为10万小时，光衰为初始的50%。
5.响应时间：其白炽灯的响应时间为毫秒级，LED灯的响应时间为纳秒级。
6.对环境污染：无有害金属汞。
7.颜色：LED的发光颜色和发光效率与制作LED的材料和工艺有关，目前有红、绿、蓝三种基本颜色。
8.价格：与白炽灯相比，LED的价格较高，几只LED的价格就可以与一只白炽灯的价格相当，不过随着技术工艺的进步，可以逐步提升性价比。
LED驱动方案
LED自问世以来，就得到人们的极大关注，LED驱动器件和驱动方式不断更新以便更加有效地驱动LED为人类照明。从早期的DC/DC开关电源到电荷泵，以及追求成本的低边驱动和LDO,人们在不同的应用情况下选用不同的驱动线路，作为市场关注的热点，便携产品的显示背光是LED背光应用的主要市场，下文将针对便携产品的背光显示，介绍当前几种常见的LED驱动方案。
1. Step-UP DC/DC开关电源实现LED驱动
该方案主要的特点在于：输入电压较低，甚至低至0.7V(单节干电池)，从技术发展的角度看，串联型驱动出现的比较早，技术上也比较成熟，效率较高。典型的应用线路如图1所示。
图1：Step-UP DC/DC 开关电源实现LED驱动的典型应用线路。
对于这种应用方式，早期的驱动芯片主要采用电流反馈方式，按照VFB/Rb来确定LED的电流，DC/DC反馈电压VFB一般在1.2V左右，这限制了有效效率的进一步提升，本身DC/DC的效率在80%左右，在这种应用情况下，实际效率降低的更多，而随着技术的提高，降低VFB电压到0.1V以内，可以将有效效率提升到85%以上，尤其在驱动2-3颗灯的应用状态下。该方案的优缺点如下：
优点：技术成熟，成本相对较低，通过一些新的技术革新，例如图1所示的过压保护功能，或者采用电压电流反馈共同作用，可以得到较高的亮度一致性以及较高的安全系数，尤其以大尺寸屏幕显示的背光应用居多。由于需要较多的LED实现屏幕背光，因而亮度的一致性和均匀性是必须面对的挑战。
缺点：本身电感的应用，限制了线路的尺寸以及高度，并且带来工程设计人员不愿意面对的问题-EMI处理，尤其在靠近射频部分，需要针对干扰做专门的处理，否则会导致射频接收灵敏度降低，甚至带来音频部分的干扰，例如音频输出电流干扰声。另外，在这种应用情况下，如果一个LED发生故障就会导致整串LED失效，这是人们不愿意看到的结果。
2. 电容式电荷泵驱动模式
这是一种比较新的驱动方式。简单来说电容式电荷泵通过开关阵列和振荡器、逻辑电路、比较控制器实现电压提升，采用电容器来贮存能量。因工作于较高频率，可使用小型陶瓷电容器(1μF)，占用空间最小，使用成本较低。电荷泵有两种工作模式，恒压模式，恒流模式。
1)恒压模式电荷泵。圣邦微电子的SGM3110就是采用恒压模式的电荷泵，由于恒压模式电荷泵的工作特性，本身具有高开关频率以及大峰值的瞬态电流，因而需要工程师在PCB布板部分额外注意，一般要求外围的电容尽可能靠近器件本身，外围布线要尽量短，本身需要周围的PCB地尽可能大，外围电容也要尽量直接接到SGM3110的地上，如果布线限制，则可以通过大的PCB过孔以及多个过孔来实现良好接地。
效率计算方法：η=Iout*Vout/Iin*Vin
由于器件本身存在开关损耗以及电容漏电，因而实际效率要比该值低一些，这跟生产厂家的工艺技术有关。采用这种LED驱动模式的优点在于，可以简化外围线路、降低产品成本。尤其在小尺寸屏的情况下，1-2个LED做屏幕背光；或者用做闪光灯驱动，在100mS内达到250mA电流的输出；或者是简单的DC/DC 5V升压简化版本，替代电感DC/DC升压，降低成本以及产品EMI问题。缺点在于只有简单的两倍升压模式，效率较低，大多数时间效率低于70%，实际利用效率更低，其中有相当一部分消耗在限流电阻上。在驱动多个LED的时候，背光一致性完全依赖于LED以及限流电阻的精度。
2)恒流模式电荷泵。为了进一步提升LED驱动的效率，圣邦微电子在2008年第二季度推出带有1X、1.5X、2X升压的恒流模式电荷泵SGM3123，对于恒流模式的电荷泵来讲，通过内部的逻辑控制来实现对每一路LED实现均流，使LED的亮度保持相等，与此同时，尽可能地提高LED的驱动效率。
在这种应用中，通过电流镜像控制技术使LED的亮度一致性得到保持，每一路的LED电流误差不超过2%，并且1X、1.5X升压模式使驱动LED的效率得到兼顾，LED在大部分工作时间内，驱动效率可以保证在80%以上。典型应用线路如图2所示。
图2：恒流模式电荷泵SGM3123的典型应用线路。
利用不同的阻值来设置LED输出电流：ILED=Gain*VIset/RIset。不同厂家Gain系数不同。人们在对电荷泵技术革新的同时，也发现利用它驱动LED相对于DC/DC的一系列优点,降低成本，缩小驱动板的尺寸，避免EMI干扰。
3. 对于成本及性能的追求，也存在着一系列其他的驱动方式例如低边LED驱动。相比较恒流模式的电荷泵，仅缺少电荷泵升压，对于电流的恒流处理部分则相同。成本与电流模式电荷泵比相对较低。缺点在于，纯线性处理，当电池电压降到较低，例如3.6V，在突发大负载的情况下：手机接打电话或者拍照，MP3播放音乐，MP4播放影片，会造成电压波动，电压会下降0.1~0.2V，那么在系统电压会瞬间降到3.4V甚至更低，不能保证LED的正常亮度，存在屏幕亮度明显变化的缺陷。
圣邦微电子已获得广泛应用的LED驱动芯片产品。
4. 成本的压力促使采用更低成本的LDO来做系统背光。用LDO作LED驱动与上述方案比较，除了成本较低，无论是电压模式电荷泵SGM3110驱动3个以上LED会存在亮度不均匀的缺点，还有低边驱动电压不稳导致亮度变化的缺点都存在。
作为一家专注于高性能、高品质模拟/混合信号集成电路研发、生产和销售的半导体公司，圣邦微电子目前瞄准下一代多媒体显示技术，在不久的将来会开发出越来越多适应市场应用需求的产品，例如7通道DC/DC，多路PMU，单路DC/DC开关电源以及各种LED驱动(DC/DC、电荷泵、低边驱动)。
目前圣邦微电子已有10个系列200多种产品，可广泛应用于手机、DVD、数码相机、笔记本电脑、汽车电子、工业自动控制、医疗仪器、液晶显示和军工国防等众多领域。圣邦拥有先进的品质保证体系，已于2004年通过ISO9001认证，全部产品都符合RoHS规范。
作者：吕亮
产品线经理
圣邦微电子公司
作者；郭春明 网名；cmg
LED路灯电源由于要求效率高，工作寿命长，在一些厂家一直被视为核心机密，在网上也没有方案，今天就让我们聊一聊，解解密。
一般要求，谐波Class C级，寿命5W小时，其他EMI之类的是最基本的。谐波Class C级一般有有源PFC电路都没什么问题，关键是寿命，因为里面有电解电容，寿命是个大问题，而电解的寿命与温度是直接相关的，所以除了控制灯的温度外，如何降低电源本身的温度是关键，降低温度就要求提高效率，所以是效率越高越好。一般要求92%以上。
nc965；
1、电效率》92%，如果单级非隔离拓扑，此指标不难达到，一般可以达到或者超过94%。
2、寿命问题：解决方案，采用无工频滤波电解的电路形式，此方案已经有人在用了。
3、谐波Class C级。差模、PCB仔细一点应该没问题。
另外有几个问题，楼主没提，也是很重要的，需要提出来：
4、功率因素，这个在欧洲看得很紧，不能忽视。输入必须采用PFC，如果整合为单级实现，则较难达到高功率因素，这是由于无论Boost还是Buck拓扑，均不能实现全波跟踪，如果分级实现，电效率将下降许多，而且还引入了滤波电解引起寿命问题。
5、LED发热问题，许多技术攻关的共同话题，也是技术竞争激烈的焦点，最佳解决办法：将此发热就地转化为电力。
6、智能化问题，对于路灯是必要的，也就是需要提供分时段的照明亮度曲线，应该有MCU参与。
7、耐候性问题，很显然，最佳解决方案是整体固体灌封模块
8、我的解决方案（略）
cmg；
1。这个要看输出电压把，输出电压低了94％可是很难的。
2。无电解当然是做好的了，但有些问题存在，如3次谐波注入法，可以取消电解，但满足CLASS C还是困难的。
4。其实功率因数和CLASS C是相联系的，当满足CLASS C的时候功率因素一定非常高。所以3，和你说的4是同一个问题。
5。发热转化为电力很好，但不现实，据说台湾一家公司通过一个结构很好的解决了这个问题，并且降低了灯的重量，提高了灯柱的抗风能力
6。智能控制对单片机来说是个非常简单的问题。是在后级的BUCK里面来实现，不在我们讨论的主电源之列。
7。我的方案.
作者；郭春明 网名；cmg
LED路灯电源由于要求效率高，工作寿命长，在一些厂家一直被视为核心机密，在网上也没有方案，今天就让我们聊一聊，解解密。
一般要求，谐波Class C级，寿命5W小时，其他EMI之类的是最基本的。谐波Class C级一般有有源PFC电路都没什么问题，关键是寿命，因为里面有电解电容，寿命是个大问题，而电解的寿命与温度是直接相关的，所以除了控制灯的温度外，如何降低电源本身的温度是关键，降低温度就要求提高效率，所以是效率越高越好。一般要求92%以上。
nc965；
1、电效率》92%，如果单级非隔离拓扑，此指标不难达到，一般可以达到或者超过94%。
2、寿命问题：解决方案，采用无工频滤波电解的电路形式，此方案已经有人在用了。
3、谐波Class C级。差模、PCB仔细一点应该没问题。
另外有几个问题，楼主没提，也是很重要的，需要提出来：
4、功率因素，这个在欧洲看得很紧，不能忽视。输入必须采用PFC，如果整合为单级实现，则较难达到高功率因素，这是由于无论Boost还是Buck拓扑，均不能实现全波跟踪，如果分级实现，电效率将下降许多，而且还引入了滤波电解引起寿命问题。
5、LED发热问题，许多技术攻关的共同话题，也是技术竞争激烈的焦点，最佳解决办法：将此发热就地转化为电力。
6、智能化问题，对于路灯是必要的，也就是需要提供分时段的照明亮度曲线，应该有MCU参与。
7、耐候性问题，很显然，最佳解决方案是整体固体灌封模块
8、我的解决方案（略）
cmg；
1。这个要看输出电压把，输出电压低了94％可是很难的。
2。无电解当然是做好的了，但有些问题存在，如3次谐波注入法，可以取消电解，但满足CLASS C还是困难的。
4。其实功率因数和CLASS C是相联系的，当满足CLASS C的时候功率因素一定非常高。所以3，和你说的4是同一个问题。
5。发热转化为电力很好，但不现实，据说台湾一家公司通过一个结构很好的解决了这个问题，并且降低了灯的重量，提高了灯柱的抗风能力
6。智能控制对单片机来说是个非常简单的问题。是在后级的BUCK里面来实现，不在我们讨论的主电源之列。
7。我的方案.
效率图：
这个的输入范围是140-265VAC，我们已把它改为90-265VAC的范围。
共同学习
TI 很给力，支持！
分享：开路 LED 故障简单保护电路的工作原理（来自TI在线社区，作者：John Betten，德州仪器 (TI) 应用工程师）
要想保证 LED 串的亮度恒定，其驱动电流必须是可调节的。人们通常使用升压转换器将电压电平升压至足够高的水平，以使 LED 偏置并导通。调节 LED 串电流的典型方法是增加一个与 LED 串联的检测电阻器并将其两端的电压作为 脉宽调制 (PWM) 控制器的反馈输入。如果串联 LED 中某个 LED 或某段导线发生故障，则电路就会呈开路负载的状况。
在这种情况下，电流检测电阻两端的电压下降到零。当通过增加 PWM 导通时间来提升输出电压失败的时候，控制电路响应将尝试增加 LED 电流。在大多数情况下，输出电压会急剧飙升，直到输出电容、二极管和/或功率 FET 过应力并被损毁。使用图 1 所示的简单的过压保护电路就可以避免出现这种情况。
图 1 一个简单的 LED 驱动器过压保护电路
该升压电路通过电阻 R14 测量 LED 电流并实施电流模式控制。该电路把输出电压提升到 30V 以上，以 0.35A 的调节电流驱动 10 个 LED。设计人员常常会添加串联电阻 R9 并利用它来测量并验证反馈环路的稳定性。在实际应用中，可能会用零欧姆电阻替代这个电阻。图中给出的开路保护电路采用了 R9，它与齐纳二极管 D2 一起提供了更多的功能。
在正常工作情况中，LED 电流取决于 0.26V 的 PWM 控制器内部参考电压除以 R14 电阻的值。由于 R14 两端的压降在正常工作条件下将一直保持在 0.26V，因此在 R5 和 R9 串联电阻的两端没有压降。R5 与 R9 之和将用来设定环路增益而不影响输出电流调整点。D2 这时没有导通，因为它被有意设置为比正常输出电压高 20%。
当开路 LED 发生故障时，D2、R9 和 R14 成为输出两端的负载。控制器会迫使输出电压升高，直到输出电压达到约 36V 为止。D2 开始导通，使电流通过 R9 和 R14 流向接地，从而把 TP1 上的感应电压提升到 0.26V。这就向控制器提供了一个必不可少的反馈电压。输出调整到 36V 左右，源电流等于 0.26V除以 51 欧姆（约等于 5mA）。这使 D2 上的功率降至最低。如果将 D2 直接接到 LED 串的两端，在开路期间的总输出电流将流经 D2，如果 D2 无力承受这样大的功率则会立即被烧毁。
图 2 显示了断路测试时的 LED 电流和升压转换器的输出电压。LED 电流立即从 0.35A 下降到 0A，继而输出电压升高。齐纳二极管一旦达到 36V 的钳位电压，齐纳电流随即产生，调节过程也重新确立，输出电压将保持在 36V。由于控制环路的响应时间问题，在转换期间输出电压会出现轻微的过冲。
图 2 开路 LED 测试提供了一个受控的输出电压
TI TPS92210 PFC LED照明驱动解决方案（http://solution.eccn.com/solution_2010111110561123.htm#）
The TPS92210 is a natural power factor correction (PFC) light emmitting diode (LED) lighting driver controller with advanced energy features to provide high efficiency control for LED lighting applications.
A PWM modulation algorithm varies both the switching frequency and primary current while maintaining discontinuous or transition mode operation in all regions of operation. The TPS92210 cascode architecture enables low switching loss in the primary side and when combined with the discontinuous conduction mode (DCM) operation ensures that there is no reverse recovery loss in the output rectifier. These innovations result in efficiency, reliability or system cost improvements over a conventional flyback architecture.
TPS92210主要特性:
Flexible Operation Modes
Constant On-Time Enables Single Stage PFC Implementation
Peak Primary Current
Cascoded MOSFET Configuration
Fully Integrated Current Control Without Sense Resistor
Fast and Easy Startup
Discontinuous Conduction Mode or Transition Mode Operation
Transformer Zero Energy Detection
Enables Valley Switching Operation
Helps to Achieve High Efficiency and Low EMI
Open LED Detection
Advanced Overcurrent Protection
Output Overvoltage Protection
Line Surge Ruggedness
Internal Over-Temperature Protection
8-Pin SOIC (D) Package
TPS92210应用:
TRIAC Dimmable LED Lighting Designs
Residential LED Lighting Drivers for Retrofit A19 (E27/26, E14), PAR30/38, GU10, MR16, BR
Drivers for Down and Architectural Wall Sconces, Pathway and Overhead Lighting
图1.TPS92210功能方框图
图2.TPS92210典型应用电路图
TPS92210EVM-613评估板
The TPS92210EVM-613 uses the TPS92210 in a Discontinuous Conduction Mode (DCM) flyback topology. The controller uses cascode configuration which allows for faster start-up times as well as eliminates the need for an external sense resistor for primary-side current sense. Additionally, the controller employs a max on-time modulation scheme that allows it to be used in a Power Factor Correction (PFC) circuit. This results in a compact LED driver design that achieves greater than 0.95 power factor (PF) driven by a single controller.
The TPS92210EVM-613 is also compatible with a wide variety of TRIAC dimmers. Secondary-side feedback responds to the conduction time of the sinusoidal wave, as governed by the TRIAC, and appropriately lowers the LED current to dim the LEDs. The secondary side also includes an adaptive supplemental load that sinks current when LED current becomes too low, therefore ensuring conduction of the TRIAC during very low dimming.
TPS92210EVM-613评估板应用:
• Commercial/Household LED Lighting
TPS92210EVM-613评估板主要特性:
• Single Stage Power Factor Correction Achieves PF Greater than 0.95
• TRIAC Dimming to Zero LED Current
• Test Points for Output Voltage/Current
• Cascoded Configuration for Fully Integrated Current Control with No External Sense Resistor
TPS92210EVM-613评估板电性能和指标:
图3.TPS92210EVM-613评估板电路图
TPS92210EVM-613评估板材料清单(BOM):
详情请见:
http://focus.ti.com/lit/ds/symlink/tps92210.pdf
和
http://focus.ti.com/lit/ug/sluu436a/sluu436a.pdf
RGB LED 情境照明
高亮度LED 灯在照明方面的运用范围愈来愈广。本文说明简单的「情境照明灯」，这种照明设备仅采用几种组件。三个LED 灯均采用切换式稳压器来供应恒定电流，并以 MSP430 微控制器所产生三组 PWM 讯号来调控亮度。印刷电路板可装设于雾面玻璃台灯内，亦可用于间接照明的 LED 聚光灯。
不论LED 灯的功率为何，现在通常都以恒定电流为电源，原因在于LED 灯以流明 (lm) 为单位的光输出功率会与电流呈正比。
因此，所有 LED 制造商均指定灯光输出（有时称为光效率）、视角和波长等参数，作为顺向电流 IF 的函数，而非所谓顺向电压 VF 的函数。于是，我们也在电路中采用适合的恒定电流稳压器。
高亮度 LED 灯的恒定电流
市面上多数切换式稳压器均设计为恒定电压来源，而非恒定电流来源。只须以简单易懂的方式将电路略为修改，即可将恒定电压稳压器改为恒定电流的运作方式。我们并未采用常见的电压分配器来设定输出电压，而是以电流侦测电阻调节电压降幅。图 1 概略说明了这个电路。
调暗 LED 灯光
基本上有两种方式可调暗 LED 灯光。第一种方式最简单，就是运用模拟控制，直接控制流经 LED 灯的电流，减少电流即可降低亮度。可惜这种方式有两项重大缺点：首先，LED 灯的亮度与电流大小并非完全呈正比关系；其次，灯光的波长（即颜色）会随着电流变化而改变，以致于不符该 LED 灯的额定值；这两种现象都是业者极力要避免的问题。
较复杂的控制方式是采用恒定电流来源，这种电源已经过设定，可以为LED供应额定的运作电流。新增一个电路后，即可运用指定的标记间隔率（mark- space ratio）迅速开关 LED 灯，减少平均散发的亮光，因而呈现较低亮度。调整标记间隔率便可轻松调整 LED 灯的亮度，这种方式称为脉冲宽度调节（Pulse Width Modulation, PWM）。
运用 PWM 调暗灯光
以 TPS62260 为例，说明 PWM 控制的多种建置方式。TPS62260 是一款具整合式切换组件的同步步降转换器，以2.25MHz的一般性频率频率运作。在图 2 的电路中，我们以黑色标示出将 PWM 讯号直接连接到 EN（启用）接脚的可行方式。整个切换式稳压器的电路都是根据 PWM 讯号而开关。我们的实验结果显示，在这种设定中，可使用的 PWM 频率最高可达 100Hz。这种方法的优点在于简单：不需要使用其它组件，而在切换式稳压器停用时，泄露的静态电流也极低，因此这也是最节能的方式。但缺点是 LED 灯对于启用接脚的高层级响应会延迟，这是因为切换式稳压器具有「软启动」功能：装置启动时，输出电流会逐渐上升，直到达到额定 LED 电流为止。在某些应用中，这种上升现象可能会造成问题，因为在电流从最低值升至正常运作层级时，LED 灯的发光波长也随之变化。例如，在 DLP 投影机或 LCD 电视面板的 LED 背光中，便不容许出现前述变化，但在本次示范中，一般肉眼并不能察觉这个现象。
第二种方式（图 2 中以红色表示），是将 PWM 讯号透过小讯号二极管而与 TPS62260 的误差放大器输入结合。在这个电路中，施加于控制输入的600mV 以上正极电压会过度驱动误差放大器而将 LED 关闭。由于这个电路未采用启动输入，因此不受稳压器软启动功能的启动延迟所影响，LED 因而能迅速地开关。
在图 2 中第三种可行方式以蓝色标示。这种方法运用 PWM 讯号控制 LED 灯上的 MOSFET。MOSFET 可造成 LED 灯短路，使 LED 灯更迅速开关。稳压器是以恒定电流模式运作，该电流会经过 LED 灯或 MOSFET。这种方式的缺点包括增加了 MOSFET 的成本以及能源效率不佳：最多可能有 180mW 的电力消耗于 2Ω 电流侦测电阻中。其优点则是高切换频率：实验结果发现，TPS62260 以这种设定运作时，PWM 频率可高达 50kH。
散热情况
运作温度是高功耗 LED 灯效能的重要参数，会明显影响使用寿命、顺向电压、输出波长，甚至是照明装置的亮度。LED 灯的运作温度愈高，预期使用寿命愈短，因此，我们用于实验的印刷电路板尺寸，必须可在背面以双面贴附式热传导材质来固定 SK477100 型散热片（由 Fischer Elektronik 制造），以便在 LED 灯以全功耗运作时，将温度从 61 °C（未使用散热片）降至 54 °C（使用散热片）。散热片也有助于将热能分散到印刷电路板的各部分。
光明的未来
这个印刷电路板可用来执作更多功能，例如，电路板上有个插槽可用于安装德州仪器的 Z430-RF2500 无线电模块。eZ430-RF2500 套件包含两个无线电模块，其中一个套件可安装旋转编码器（使用无线电模块中微控制器的测试接脚），以建立连接到 LED 灯电路板的无线电连结。
作者：John Betten，德州仪器 (TI) 应用工程师
LED 亮度控制要求有一个能够提供恒定、稳压电流的驱动器。要想达到这一目标，驱动器拓扑必须能够产生足够大的输出电压来正向偏置 LED。因此，如果输入和输出电压范围重叠时，我们又该做何选择呢？转换器有时可能需要逐渐降低输入电压，而有时可能需要升高输出电压。这种情况通常出现在那些具有大范围“脏”输入电源的应用中，例如：车载系统。这种降压/升压操作中有几种拓扑的效果较好，例如：SEPIC 或 4 开关降压—升压拓扑。这些拓扑一般都需要大量的组件，这便增加了设计的材料成本。然而，由于它们可提供正输出电压，因此人们通常也将其看作可接受的选择。但是，我们也不应忽略负输出电压转换器，它可以提供一种替代解决方案。
图 1 显示了在恒定电流结构中驱动 3 个 LED 的反相降压—升压电路的原理图。该电路拥有诸多优点。首先，它使用了一个标准降压控制器，从而最小化了成本，并有助于尽可能的系统级的重复使用。如果需要的话，可以轻松地对该电路进行改造，以使用一个集成 FET 降压控制器，或使用一个同步降压拓扑，从而获得更高的效率。这种拓扑使用的功率级组件数目与一个简易降压转换器相同，由此实现开关调节器的最低组件数，以及相对于其他拓扑的最低总体成本。由于 LED 本身的输出为光线，因此其可能与 LED 负（而非正电压）电压偏置的系统级关系不大，这就使其成为一种值得考虑的电路设计。
图 1 利用负输出电压，降压—升压拓扑调节恒定 LED 电流
通过感应检测电阻器 R1 两端的电压并将其用作控制电路的反馈，从而对 LED 电流进行调节。控制器接地引脚必须为负输出电压的参考电压，以使该直接反馈能够正确工作。如果控制器为系统接地的参考电压，则需要一个电平转换电路。这种“负接地”对电路构成了一些限制。功率 MOSFET、二极管和控制器的额定电压必须高于输入与输出电压的和。
其次，外部连接控制器（例如：开启操作等）均要求对从系统接地到控制器接地的信号进行电平转换，从而需要更多的组件。单就这个原因而言，最好的办法是去除或者最少化不必要的外部控制。
最后，相比 4 开关降压—升压拓扑，施加到反相降压—升压拓扑中功率器件上的电压和电流应力更大，从而降低了相关效率，但该效率与 SEPIC 相当。即便如此，这种电路还是能够达到 89% 的效率。通过完全同步该电路，我们还可以将效率再提高 2%～3%。
通过短路软启动电容器 C5 快速地开/关转换器，是 LED 亮度调节的一种简单方法。图 2 显示了 PWM 输入信号和实际的 LED 电流。这种 PWM 亮度调节方法较为有效，因为转换器关闭，其在 SS 引脚短路时仅消耗极少的功率。但是，这种方法也相对较慢，这是因为转换器每次开启时都必须以一种可控方式来渐渐升高输出电流，这就在输出电流上升以前产生一个非线性、有限的时滞。同时，其还将最小开启时间占空比降低至 10%-20%。在一些不要求高速和 100% PWM 调节的 LED 应用中，这种方法或许就足够了。
这种反相降压—升压电路为工程师提供了另一种 LED 驱动方法。低成本降压转换器的使用以及较少的组件数量使其成为一种替代高复杂度拓扑的理想方法。
图 2 PWM驱动（顶部）高效地控制了 LED 电流（底部）
参考文献
如欲下载相关的产品说明书或应用手册，敬请访问： http://focus.ti.com/docs/prod/folders/print/tps40200.html。
作者简介
John Betten 现任 TI 应用工程师兼产品部科技委员会高级成员，他拥有超过 23 年的 AC/DC 和 DC/DC 电源转换设计经验。John 毕业于匹兹堡大学 (University of Pittsburgh)，获电子工程理学士学位，现为 IEEE 成员。
最简洁的单级功率因数校正原理与实现
摘 要 本文介绍了采用单级功率因数校正（PFC）的方法来提高开关电源的效率，并适当降低其成本。
关键词 单级功率因数校正 开关电源
1. 引言
对于高功率（大于25W）开关电源需要采用功率因数校正。由于开关电源加入功率因数校正会明显的增加开关电源的成本。从元器件成本角度看，如果使带有功率因数校正和不具有功率因数校正的开关电源的元器件成本相差不多，唯一的方法就是采用最简单的单级功率因数校正技术。
2. 单级功率因数校正的基本原理与数学解析
反激式开关电源工作在电流断续状态时，变压器的一次侧电感峰值电流与电源电压和开关管的导通占空比（开关管的导通时间）成正比，如公式（1）。
（1）
式中：IPM、VinDC、ton、LP分别为变压器一次侧电感电流峰值、反激式开关电源的直流输入电压、开关管的导通时间、变压器一次侧电感。
如果开关管的导通占空比（开关管的导通时间）不变，则变压器一次侧电感电流峰值仅与电源电压成正比。
在这种条件下，如果电源电压按正弦半波规律变化，则变压器一次侧电感峰值电流值也随着按正弦规律变化，如图1。
图 1 变压器一次侧电感峰值电流与电源电压的关系
为了获得图1的正弦半波电压，可以利用常规的交流电供电的反激式开关电源，将其输入整流滤波电容器去掉，这样的整流输出电压就成为电子技术基础中所讲的原始没有滤波的整流电路的输出电压，就是正弦波的绝对值。
图2为去掉输入整流滤波电容器的反激式开关电源电路。
图2 去掉输入整流滤波电容器的反激式开关电源电路
如果将每一个开关周期的变压器一次侧电感电流平滑的到一个平均值的话，这个平均值在正弦半波期间内也是按正弦规律变化的。这样就可以说将这个按正弦半波规律变化的“平均值”电流反映到交流电网侧就获得了正弦波“负载”电流了。
设交流输入电压为：
（2）
式中：u、Um、︱sinωt︱分别为：交流输入电压瞬时值、交流输入电压峰值、交流电整流后的直流电变化规律。
则变压器一次侧电感电流峰值为：
（3）
式中：iPM、Ton分别为变压器一次侧电感电流峰值、开关管导通时间。
对应的变压器储能在工频半周的变化规律为：
（4）
式中：A（t）、η分别为：变压器磁储能、开关电源效率。
对应的经过变压器传输的功率为：
（5）
式中：PO、fsw、ij分别为输出功率、开关频率、第j个开关周期的变压器一次侧电感电流峰值。
其中第j个开关周期的变压器一次侧电感电流峰值为：
（6）
式中：U、D分别为交流电源电压有效值、开关管导通占空比
很显然，公式（5）是一个序列，在这里我们需要的是连续函数的解析式。可以利用煤炭工业出版社在1978年出版的《数学手册》第229页的将序列转换为连续函数的关系。并且变为最简单的单级功率因数校正设计中实用关系式：
（7）
在公式（7）中，直流电源电压峰值为交流电源电压的峰值，高于带有输入整流滤波电容器的直流电压，不仅如此，在常规交流电源输入的反激式开关电源的变压器一次侧电感电流峰值的公式中，分子上的系数仅仅是2，而公式（7）中确是4。很明显开关管将承受比常规交流电源输入的反激式开关电源时开关管承受的电流大2倍以上。同时变压器的设计，特别是气隙的设计要考虑这个问题。
3. 最简单的单级功率因数校正的实验电路分析
对于开关电源，不仅要限制输出电压，还要具有恒定的输出电流，即限压恒流功能。
3.1 输出电压与电流的控制
既然是开关电源，首先要考虑输出电流的恒流功能需要在输出端实现，本节的输出电压和输出电流的控制与调节相关的电路部分如图3。
图3 实现输出恒流功能的电路部分
（1）输出电压的限幅
首先看输出电压的限制。由于是开关电源，输出电压没有必要做得那么精确和精致，只要将电压稳定在一定的范围内即可，因此输出电压的“基准与误差放大器”由稳压二极管VD14实现，其中R16为电流限制电阻。
其稳压原理为，当输出电压大于VD14的稳压值加上U2A的发光二极管的正向电压时，就产生流过U2A的发光二极管的电流，输出电压越高这个电流就越大，U2A的发光二极管的发光就越强烈，U2A的接受端U2B的光电晶体管的导通程度就越深，这个光电晶体管就会控制开关管减小占空比来降低输出电压。
由于稳压二极管的稳压值随温度和电流而变化（大约在1%左右），因此在不同的温度下和不同的负载条件下输出电压将会有变化，这个变化会比开关电源的变化要大。从本质上讲这个限幅值是用来限制开关管的电压峰值的。
（2）输出恒电流的控制
开关电源最关键的参数就是输出电流的恒定和恒定程度，因此要精确控制。
在很多开关电源中，为了尽可能的简化电路，输出电流控制采用以晶体管的发射结正向电压作为基准、以晶体管作为误差放大器的方法。尽管这种方法简单，但是存在一个严重问题是晶体管的发射结正向电压随温度和基极电流变化，而这个变化严重时可能达到20%！这就使得在不同的工作温度下的输出电流会有很大的变化。
为了改变这个问题，同时还要利用晶体管的廉价性所带来的低成本的优势，在图3中采用了双晶体管组合方式解决由于温度变化而带来的“基准电压”的变化。
首先看图3电路是如何将晶体管发射结的正向电压随温度变化特性抵消掉的。
在图3中VT2的发射结正向电压加上电阻R22的电压降等于VT3的发射结正向电压加R11与R12、R13并联的电压降。在这里会看在这两个晶体管处于同一温度时（由于这两个晶体管上的损耗微小，基本上可以认为环境温度就是晶体管的结温）两个晶体管的发射结电压相互抵消，得到R22的电压等于R11与R12、R13并联的电压。
R11与R12、R13并联的电压越高，R22上的电压也越高，需要流过R22的电流也越大，对应的VT2导通也越深，其集电极电压也会越低，迫使VT4导通越深，最终使得光电耦合器U2的发光二极管流过的电流越大，其输出部分的光电晶体管导通得越深，迫使开关管的导通占空比降低，将输出功率降低，从而输出电流得到降低，这就是恒流控制的过程。
图3中的VT3的作用不仅完成了抵消VT2发射结的正向电压随温度变化的问题，同时还要与R15一道吸收来自光电耦合器发光二极管两端的多余电压。
在图3中，输出负载电流在R11与R12、R13并联的检测电阻上产生的电压将经过VT2、VT4的两级放大驱动光电耦合器发光二极管。为了确保这个“误差放大器”控制的电流环路的稳定，在VT4的基极—发射极两端并联一个用于之后校正的补偿电容器C13。
流入晶体管VT2基极的电流应该为光电耦合器的发光二极管电压减去VT3的基极--发射极电压再除以电阻R22，在这里忽略VT3的基极电流。这样，R15的电流就是VT2的基极电流。即：
（8）
为什么不直接利用VT2控制光电耦合器的发光二极管？原因有二，其一是相位不对，VT2直接驱动控制光电耦合器的发光二极管是一个正反馈过程，需要再反相一次；其二是仅一级晶体管放大的增益略显得不够，既然需要一次反相，索性再加一级放大。
3.2 实现功率因数校正的关键
首先要解决的问题就是如何实现功率因数校正的问题。
如何使得TOP Switch—GX系列控制极电流变得反应“迟钝”。可以采用图4电路。
图4 实现PFC功能控制电路
在常规的TOP Switch的应用中，来自于反馈控制的控制端信号变化速度是很快的，为了降低反馈信号的响应速度，在图4中附加了常规反馈电路所没有的R7、C10、R6、VT1、VD8等元件，其中R7、C10就是一个惯性环节，用来减缓输入到VT1的基极电流的，通过VT1的射极跟随作用，可以有效地为TOP Switch的控制极提供有效的工作电流。
4. 存在的问题及解决方法
本文电路存在控制回路的响应速度问题。无论功率因数校正电路，还是本文提出的电路，其响应速度均很慢，才能保证一个电源周波内电流保持正弦化。因此本文提出的电路中误差放大器的滞后校正电容很大，并且反馈电路的时间常数也很大。为防止输出过流、短路对电路产生的损害，本文电路采用了逐周最大电流限制方式，正常时这部分不起作用，只有过流后才起作用，由于是不正常状态，此时的输入电流不再是正弦波。
参考文献
[1] Power factor control ics compared New Electronics,May 1991,pp.35
[2] 数学手册.煤炭工业出版社，1976pp.239
[3] 陈永真. 功率因数为1 的开关稳压电源.第七届电源会议论文集，1994pp.2-56
[4] 陈永真. 一种新型单级功率因数校正电路. 第十八届全国电源技术年会论文集，2009pp.270
LED路灯电源的设计
作者；郭春明 网名；cmg
LED路灯电源由于要求效率高，工作寿命长，在一些厂家一直被视为核心机密，在网上也没有方案，今天就让我们聊一聊，解解密。
一般要求，谐波Class C级，寿命5W小时，其他EMI之类的是最基本的。谐波Class C级一般有有源PFC电路都没什么问题，关键是寿命，因为里面有电解电容，寿命是个大问题，而电解的寿命与温度是直接相关的，所以除了控制灯的温度外，如何降低电源本身的温度是关键，降低温度就要求提高效率，所以是效率越高越好。一般要求92%以上。
nc965；
1、电效率》92%，如果单级非隔离拓扑，此指标不难达到，一般可以达到或者超过94%。
2、寿命问题：解决方案，采用无工频滤波电解的电路形式，此方案已经有人在用了。
3、谐波Class C级。差模、PCB仔细一点应该没问题。
另外有几个问题，楼主没提，也是很重要的，需要提出来：
4、功率因素，这个在欧洲看得很紧，不能忽视。输入必须采用PFC，如果整合为单级实现，则较难达到高功率因素，这是由于无论Boost还是Buck拓扑，均不能实现全波跟踪，如果分级实现，电效率将下降许多，而且还引入了滤波电解引起寿命问题。
5、LED发热问题，许多技术攻关的共同话题，也是技术竞争激烈的焦点，最佳解决办法：将此发热就地转化为电力。
6、智能化问题，对于路灯是必要的，也就是需要提供分时段的照明亮度曲线，应该有MCU参与。
7、耐候性问题，很显然，最佳解决方案是整体固体灌封模块
8、我的解决方案（略）
cmg；
1。这个要看输出电压把，输出电压低了94％可是很难的。
2。无电解当然是做好的了，但有些问题存在，如3次谐波注入法，可以取消电解，但满足CLASS C还是困难的。
4。其实功率因数和CLASS C是相联系的，当满足CLASS C的时候功率因素一定非常高。所以3，和你说的4是同一个问题。
5。发热转化为电力很好，但不现实，据说台湾一家公司通过一个结构很好的解决了这个问题，并且降低了灯的重量，提高了灯柱的抗风能力
6。智能控制对单片机来说是个非常简单的问题。是在后级的BUCK里面来实现，不在我们讨论的主电源之列。
7。我的方案.
效率图：
这个的输入范围是140-265VAC，我们已把它改为90-265VAC的范围。
帖子地址：LED调光闪烁的原因及解决方法--世纪电源网
http://ti.21dianyuan.com/news/show/82.html
可控硅调光原本是应用于白炽灯的，白炽灯的效率很低，所以要得到响应的亮度时需要的功率大，功率大了就意味着电流大，也就是说电流不会小于SCR的维持电流，SCR不会关断，也就没有闪烁的问题。
另外白炽灯是依靠热发光的，而热量是不能瞬时转走的，所以即使有瞬时的中断，发光也不会突然变化。
但LED就不是这样的，同样的亮度，输入功率很小，也就是电流小，很容易低于维持电流一下。
另外LED的反应很快，一没有电流马上就灭掉，所以也容易使人眼感觉到。
调光器的结构，R1,C2决定了最大导通角，由于有充电时间，所以调光器调到最大时输入电压也不能完全导通，一般DIAC的电压为30V左右。L1限制di/dt,避免可控硅损坏，C1滤除一部分干扰，降低噪音。
基于单级PFC控制器UCC28810的LED照明电源
来源：http://www.21ic.com/app/opto/201108/90141.htm
摘要： UCC28810是一种需要功率因数校正（ PFC ）的低到中功率流明应用的LED 普通照明电源控制器。该文介绍了UCC28810的引脚功能和特点以及基于UCC28810的LED照明电源电路。
0 引言
LED技术及其应用的发展超过几年前业界的预期， 目前LED已经开始步入普通照明领域。在中国大陆的LED公共照明方面， LED 路灯和公路隧道灯的应用走在世界的前列。从全球的情况来看， LED 普通照明驱动电路要采用工频市电电源供电（即离线式驱动电路）。就其拓扑结构而言， 主要是隔离型反激式转换器开关电源方案。对于200W 以上的LED 路灯， 则选择双电感单电容（ LLC ）半桥谐振拓扑。在100W 以下的LED 照明驱动电源中， 单级PFC 反激式电路拓扑是最佳解决方案。德州仪器（ TI）公司推出的UCC28810普通照明电源控制器， 不仅支持单级PFC 反激式变换器和Triac 调光， 同时还支持两级PFC 电源拓扑。
1 UCC28810引脚功能和特点
1. 1 UCC28810封装与引脚功能
UCC28810采用8引脚SO IC 封装， 引脚排列如图1所示。
图1 UCC28810引脚排列
为了正确应用UCC28810, 必须了解其各个引脚功能， 见表1。
表1 UCC28810引脚功能
1. 2 UCC28810的主要特点
UCC28810是一种单级PFC 离线式LED 照明电源控制器， 可以控制临界导通模式（ C rM ） 操作的反激、降压（ buck）或升压（ boost）变换器， 能够与传统墙上调光器接口。UCC28810含有一个用于反馈误差处理的跨导电压放大器、一个用来产生与输入电压成正比的电流指令的电流参考发生器、一个电流传感比较器、PWM 逻辑及驱动外部功率MOSFET 的驱动器。
UCC28810提供过电压保护（ OVP）、反馈开路保护和使能（ enable）电路。
UCC28810的VDD导通门限电压是15. 6 V, 欠压关断门限电平是9. 7 V, 钳位电压为19 V, 静态工作电流为4mA。
UCC28810用于控制LED 普通照明驱动电源， 应用领域有工业照明、商业照明、住宅照明以及街道、道路、停车场照明和建筑与装饰照明。
2 基于UCC28810的34W单级PFC反激式LED恒流驱动电源
基于UCC28810的34W 单级PFC反激式LED 恒流驱动电源电路如图2所示。这种带PFC 的隔离型单级反激式离线LED 驱动电路的AC 输入电压范围为180~ 265 V, 输出DC 电压为10 ~ 48 V, 输出恒流为700mA, 可以驱动3~ 13个串联连接的LED, 最大输出功率为34 W , 效率达90%, 线路功率因数PF> 0. 9。
图2 基于UCC28810的34W 单级PFC反激式LED恒流驱动电源
在图2中， 输入端F1 为保险丝， L 1、L 2和C 3、C 1为输入EM I滤波器， D1 是桥式整流器， D2、D3、R 9、R 14、R 19、C 9组成输入电压检测电路， R 1和R 4是U2（UCC28810D） 引脚VDD 上的启动电阻， R 8、D7、C 7、D 8、R 7、Q1和D6、C6等组成U 2（引脚VDD ）偏置稳压电源电路， Q 2为初级功率开关， 变压器初级绕组（ T1的引脚④与⑤之间）上并接的R 2、R 3、C 2、D4组成Q2漏极上RCD 型钳位电路， Q2源极上串联的R 23为初级电流传感电阻， T1偏置绕组（① 与② 端）同时提供变压器零能量（ TZE ）检测信号（经R 21、R 20、C 12传送至U2的TZE 引脚）。
D5、C 4 和C 5组成次级整流滤波电路。R 5 为输出电流传感电阻， U1（U1B+ U1A ）作为电流感测放大器使用， 执行输出恒流调节。U 3为光电耦合器， 对次级到初级的反馈起隔离作用。T1次级引脚⑨与⑩之间的绕组及D9、R 18、D12、Q3和C 10等组成次级偏置稳压器， 为U 1和U 3提供偏置。D10用作输出开路钳位（ 51 V ）保护。
U2通过引脚V INS对AC 输入电压的检测， 可以强制峰值开关电流跟踪输入电压的变化， 从而提高系统功率因数。
3 采用UCC28810的240W LED路灯驱动电源
UCC28810不但具有单级PFC 反激式变换器控制功能， 同时支持独立PFC升压变换器架构。图3为采用UCC28810的240W LED 路灯驱动电源系统。该系统主要有三级： 在桥式整流器之后是基于UCC28810的PFC升压跟随器级； 第二极是基于UCC28811的恒流降压（ Buck）级， 它与PFC 级一样， 工作在临界导通模式（ C rM ） ; 第三级为隔离级， 为半桥谐振LLC 转换器， 用TPS92020作为驱动器IC。
图3 采用UCC28810的240W LED路灯驱动电源系统
图3所示的隔离型离线式LED驱动器的技术规格见表2。
表2 设计技术指标
半桥谐振LLC转换器可以采用多变压器配置， 如图4所示。图中所示的串联输入多并联LED 驱动方案， 有利于散热管理， 无需反馈， 成为LED 照明模块的一种重要驱动方案。
图4 多变压器配置
4 采用UCC28810的Triac调光LED照明电源
对于LED 普通照明来说， 传统三端双向可控硅（ Triac）调光方式被普遍看好， 这是因为Triac调光器电路简单， 成本低廉， 当用LED 灯具替代白炽灯时， 可以使用白炽灯墙上Triac调光器对LED进行调光。图5为基于UCC28810的Triac 调光LED 照明电源系统框图。
图5 基于UCC28810的Triac调光LED 照明电源系统框图
白炽灯是一种电阻性负载， 而LED驱动电源与白炽灯的情况完全不同， 因此使用传统T riac相控调光器对LED 进行调光， 必须相应附加专门的电路， 对Triac调光状态进行检测， 以保证在AC 线路半周期的Triac导通角内为T riac提供必要的维持电流（ IH ） , 当AC线路电压过零时确保T riac关断。
图6 为Tr iac 调光25W LED 照明电源的输入EM I滤波器电路。L 1、L 2和C 1、C 2 组成的共模和差模LC输入EM I滤波器， 是为满足EM I规范要求而设置的。当T riac 调光器被应用时， 为防止在Triac 与LC滤波器之间产生振荡， 在电感器L2两端连接了一个由L3和R 5串联而成的阻尼网络。
图6 输入EM I滤波器及阻尼网络
基于图5所示架构的实际25W Triac调光LED照明用电源， AC 输入电压范围达85~ 305 V, 线路功率因数> 0. 9, 输出DC 电压约为36 V, 输出恒流为700 mA, 可以10 个串联在一起的C ree XLamp7090XRE白光LED, 系统效率达89% .
5 小结
UCC28810型LED 普通照明电源控制器， 支持单级PFC 反激式变换器电路拓扑和传统Triac相位控制调光器调光。目前此类IC 还有很多， 如TPS92210等。LED 调光有PWM调光、模拟电压调光和Triac等多种方式。对于LED 普通照明应用来说， T riac 调光方案被人们普通看好。
