尊敬的先生：
我们正在开发一种升压 PFC 转换器。 对于生成开关脉冲、我们目前使用 UCC28180。
在试验1600W 功率等级时、我们的电源侧电流将出现失真。
这些失真在低功率范围内变得最严重。
为方便您参考、我们附加在400W、800W 和1600W 功率等级下获取的波形以及 PCB schematics.e2e.ti.com/.../
PFC-BOARD-RND-0.00-SCH.pdf
实验的值如下所示：
电源电压= 230V、
升压电感 = 350uH、
输出电容器= 14 * 150uF = 2100uF。
R sence = 10m Ω。
开关频率= 100kHz。
请仔细查看我们的疑问、为我们提供一个可行的解决方案、以实现更好的电源电流 THD 和 UPF 运行。
尊敬的 Ulrich：
感谢您的快速回复。
请允许我先澄清您的问题。
1、电流波形采用10倍衰减的电流探头进行测量。 我们在 PFC 之前连接了 EMI 滤波器。 探头位于 EMI 滤波器输入端的相线处。
2.输入交流电源由自动变压器提供。 我今天附加新的测量值、测量值是在230V 下进行的。
3.需要的输出电压为400V。 我们不希望将其升压至432V。 根据测量的 Vout、我们的工程师校准了分压器。
4.我们计划在不同的应用中使用这个设计
400W：85-270V 线路
800W：85-270V 线路
1600W：170-270V 线。
目前、我们专注于1600W 设计。 我们一直使用采用 UC2854B IC 的 PFC、结果令人满意。 现在、我们希望减少元件数量并降低成本。 PCB 设计几乎相似。 我们在该板上获得了非常好的 THD。 电路板在我们的生产中使用。 我们无法在论坛中共享 gerber、但我可以根据需要将其分享到您的电子邮件中。
5.我们使用铁粉芯电感。
生产厂家: POCO
内核 PN：NPS250125
涂层前：外径×内径×HT=62×32.6×25 mm
涂层后：外径×内径×HT=63.09×31.37×26.26 mm
AL 值：400 nH
路径长度：14.370厘米
Ae：3.675 cm×cm
磁芯容量：52.81CC
电感器设计采用29T 并联34SWGx84导线。 电感= 336uH
下图所示为直流偏置图
请查找随附的文件、其中包含800W 和1600W 设计的更多测量值。 我们直接测量了电感器电流。
请注意、我们将分流值更改为1毫欧、以改进电流波形。
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测量结果附加在以下文件中。
使用电流测试设置更新了原理图
正在寻求宝贵的反馈。
SMPL 团队工作
您好、SMPL 团队：
感谢您提供更多信息和波形。
我认为电流失真的主要原因是升压电感器设计。 在低偏置电流下、它的电感降至极低。
对于有源铁环形磁芯、H (OE)= 0.4pi*mu*ni/le。 对于 NPS250125磁芯、N=29、mu = 125、le = 14.37cm 且1A 驱动 H 至= 101 OE。
1600W 输出=~1650Win = 7.17Arms = 10.15Apk 线路电流。 因此、10Apk 会驱动 H 至~1000 OE、这会将 mu 降至标称值的大约~2%。
大多数预期的输入"正弦"电流将在1A 和10Apk 之间运行、其中升压电感 lb < 67uH 降到峰值时大约~6.7uH！
当磅非常低时、峰间纹波电流 远大于 正常值、ICOMP 引脚上的电容器无法充分滤除纹波。
另外、如果 ISENSE 上的2.5X 电流放大器将其输出削波至高输入纹波峰值、ICOMP 将失真并对 PWM 的产生产生产生不利影响。 因此、线路电流从过零处的低振幅开始并突然增加到高振幅、其中电流增加到~1A 电平。 即使在相对较低的功耗(~400W)下也是如此、因为输入电流会高于1A (H > 100 OE)。
为了获得更好的摆动扼流圈性能、在10Apk 时 H 场需要限制在小于~100OE。
从这个等式中我们可以看到、要实现这个 mu、N 必须更低、而 le 必须更高。 
因此将产生大得多的电感器。 在10Apk 时、可进行一些折衷来允许 H =~150OE。
但请注意、10Apk 是230VAC 时的工频电流峰值。
该峰值在170Vac 时会更高、但 THDi 可能不重要。
此外、高开关频率纹波 pk 会添加到工频峰值顶部、因此 lb 继续随着开关纹波的幅度而减小。
可能需要多次设计迭代和评估才能找到满足 THDi 要求的超小型电感器设计。
此致、
Ulrich
尊敬的 Ulrich：
用于计算 H 字段的公式中不应包含 mu。
制造商软件还计算了14A 峰值时约为194uH 的电感。 直流偏置图预测也是类似的。 此外、电流放大器已断开、我们直接从分流器获取电流反馈。 (R8、R7、R13未被填充、R9=0R 和 R14=220R)
内核 PN：NPS250125
芯号：1
频率：100kHz
RMS 电流：10A
峰值电流：14.14A
纹波电流：2.828A
导线：1.8mm×2件
转弯：29
可用 Core 窗口区域：：19.0934%
电流密度：1.96A/mm^2
DCR：9.09mO
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L@0A：336.4µH
L@10.00A：230.88µH (H=25.36Oe)
L@14.14A：194.00µH (H=35.86Oe)
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磁芯损耗：8.848194W
铜损耗：0.909W
总损耗：9.757
Ulrich 您好、
感谢您提供隔离建议。
这里、我附加了400W、800W 和1600W 的波形。
通道1：输入电压(230VAC、50Hz)。
通道2： 输入 电流。
通道 3：在 ICOMP 引脚测得的电压。
1.对于400W：
2.对于800W：
3.对于1600W：
此致、
SMPL 团队工作
您好、SMPL 团队：
感谢您提供 ICOMP 波形。 这种情况并不常见、从正常的意义上讲、ICOMP 信号与 具有接近过零处谷值的整流正弦电流更加相似。
相反、这些 ICOMP 的直流"下限"电平似乎约为1V 或更高。
"下限"似乎对应于电感器电流可能在 DCM (而非 CCM)下运行的区域。
较轻的负载具有更大的 DCM 和更高的"下限"电压。
有关实验、请将两个电感器串联、以查看较高的电感是否会降低"下限"电压。
在相同的输出功率等级(400,800,1600W)下、我确实希望更高的 L 能够减少 DCM 运行次数。
请您安装第二个电感器时、我是否还可以请求在输入电压为230VAC 并输出为1600W 时获取的单个电感器电流开关周期的屏幕截图？
此致、
Ulrich
Ulrich 您好、
我们已经将电感器值翻倍、但仍然面临同样的问题。
这里、我附加了400W、800W 和1600W 的波形。
通道1：输入电压(230VAC、50Hz)。
通道2： 输入 电流。
通道 3：在 ICOMP 引脚测得的电压。
1.对于400W：
2.对于800W：
3.对于1600W：
此致、
SMPL 团队工作
您好、SMPL 团队：
感谢您重新发送原理图文件。 我很高兴没有发生任何变化(除了电感)。
此时、我只能想到 ICOMP 上的"直流下限"电压的一种可能：我怀疑 ISENSE 上有一些负输入失调电压。
原理图表明 ISENSE 上的几个元件未连接(NC)、不会导致任何问题。
但我请求您 根据原理图验证您的电路板是否实际上已取消组装。
事实上、我请求您删除所有被包络的部分、即使您确定 R13未被载入也是如此。 
此外、还请从电路板上移除 D4、并验证 C29为1nF、R14为220欧姆、不是一些不需要的值。 
我希望消除除 R14-C29滤波器之外的任何因素都会影响来自 R1 (10mR)的 ISENSE 信号的可能性。
另外、请验证原理图控制器页面上的"GND_PFC"网是否直接连接到原理图功率级页面上的"PFC_GND"网。
我可能早就应该问过这个问题： 您是否尝试过用新的 UCC28180 IC 替换？
我问是否由于 ESD 或电路板调试探测错误或其他原因对 IC 造成了永久性损坏。
此致、
Ulrich
